摘 要：推薦ACT30系列IC獨立控制器，對ACT30系列的外形引腳排列和內部功能做了詳細說明，并介紹了ACT30用于小功率開關電源和小功率電池充電器的實用電路。最后給出了ACT30的額定值的的電氣參數。
關鍵詞：ACT30系列；實用電路；額定值；電氣參數
1 ACT30的反偏安全工作區(qū)
在小功率電池充電器、電源適配器及開關電源中，廣泛采用RCC變換器，其基本電路如圖l所示。
這種RCC電路由于是基極激勵，其安全工作電壓受BVceo的限制。但是，如果采用了ACT30系列獨立控制器，接在普通NPN型開關晶體管的射極，或N溝道MOSFET的源極。如圖2所示，采取射極激勵的方式。就可大大改善NPN型晶體管的安全工作范圍。
圖3為NPN反偏安全工作區(qū)。我們知道，通常BVcbo>BVceo，圖中的安全工作電壓由Vceo擴大到Vcbo。這樣，對于交流265V的電網電壓，就可采用普通的NPN型功率開關晶體管。ACT30系列獨立控制器還具有輸出短路保護、過流保護和欠壓保護等功能。下面對IC器件及其實用電路作一詳細介紹。
2 ACT30的外形引腳及內部功能
1)ACT30的外形和引腳
ACT30系列IC有兩種封裝形式：TO一92(見圖4a)幣NSOT23—5(見圖4b)。
2)ACT30的引腳功能
ACT30的引腳排列見表1。
3)ACT30內部功能
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圖5為ACT30的功能方框圖。主要包括：開關控制邏輯、兩個帶有并聯電流檢測的接通芯片中間電壓驅動MOSFET、驅動器、振蕩器斜坡產生器、電流限制VC發(fā)生器、誤差比較器、打嗝控制偏置、欠壓鎖定和調壓電路。
從圖5看出，該IC有6個內部端子，VDD是電源供電端，DRVl和DRV2是線性驅動輸出，可以驅動外接NPN高壓晶體管或N溝道MOSFET管的射極。這種射極驅動方式，可充分利用晶體管的BVcbo高的優(yōu)點?？刹捎玫统杀镜木w管，如W13003D(BVcbo=700V)或W13003(BVcbo=600V)適用輸入電壓變化較寬的場合。轉換速度限制的驅動和外接NPN晶體管的截止特性一起可使EMI降低。
驅動峰值電流(相對于供電電壓VDD)設定有負壓系數，這樣，較低的供電電壓，會自動引導出較高的DRVl峰值電流，這種方式，當供電電壓降低時，光耦器可以直接控制VDD去影響驅動電流增加。
4)ACT30的啟動時序
圖2表明一個簡化的應用電路。開始，微小電流通過電阻R1給電容C1充電，晶體管作為射極跟隨器，使DRVl電壓也隨之升高，內部調節(jié)器產生VDD電壓使VDRl為3．6V(對于ACl730A／C)或4．6V(對于ACT30B／D)。不過，VDD不超過5．5V。當VDD達到5V時，該調節(jié)器電源的作用停止，VDD開始下降(由于有電流消耗)，當VDD電壓降到低于4．75V時，光耦反饋電路阻止VDD進一步下降。這種轉換作用也允許反饋繞組接替C1電容去供電。圖6為ATC30的典型啟動次序波形圖。為了限制反饋電壓，圖2中的VD1用12V穩(wěn)壓管(對于ACT30A／C)或者13V穩(wěn)壓管(對于ACT30B／D)。
由于啟動電流很小，可以把啟動電阻R1加大到2MΩ。實際的R1值應按待機損耗和啟動時間延遲兩者兼顧考慮。
在正常工作時，來自變壓器次級側的反饋信號，通過光耦轉換成電流信號注入VDD腳。VDD腳的動態(tài)電阻為9kΩ。綜合的VDD電壓影響IC的轉換。從功能方框圖看出，電流限制VC產生器利用VDD電壓和基準電壓4．75V之間的差，在誤差放大器的負輸入端上產生一個成比例的偏差電壓。在每次開關周期開始點，該驅動器接通。當初級的電流增加時，電流檢測電阻電流(是變壓器初級電流的一部分)也隨時增加。
當電流檢測電阻上的電壓加上振蕩器斜坡信號，等于誤差比較器負的輸入電壓時，該驅動器就關斷。DRVl峰值電流具有負電壓系數，為一0．29A／V。
當輸出電壓小于調節(jié)器電壓，VDD腳上的電流就是零。并且VDD電壓下降，在VDD=VUV=3．35V，DRV1峰值電流最大為400mA。VDD電壓低時，驅動電流IDRV1最大，輸出升到調整點，超過此點，光耦又動作，來阻止VDD下降。
5)極限電流的調節(jié)
該IC專有的驅動安排，允許電流極限值在400mA及1．2A之間調節(jié)。
為了理解這點，該驅動器必須按線性電阻器件來使用。典型的電阻值為3．6Ω(而不是按數字輸出開關用)。電流極限值則可通過圖7所示的線性組合來計算。對于TO一92封裝ACT30A／C，均能設定到400mA極限值，而ACT30B／D被設定為800mA極限值。對于ACT30E(SOT23—5)包封，提供DVRl和DVR2兩個端子。
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6)脈沖頻率跳變
PFWM開關控制邏輯單元是依據輸出負載電流大小按不同的模式工作的。在輕載下，VDD電壓約為4．75V。由每個開關周期(最小導通時間為500ns)傳輸到輸出端的能量，引起VDD稍微增加到高于4．75V，PFWM開關控制邏輯單元框能夠檢測出這種狀態(tài)，并阻止VDD低于4．75V。這就導致在脈沖寬度固定而頻率可變的情況下，產生一種脈沖頻率跳躍作用。因為開關頻率下降了，所以，使功耗降低，典型的系統待機功耗是0．15W。
7)輸出短路打嗝
當輸出端短路時，ACT30就進入打嗝模態(tài)工作。在這種狀態(tài)下，輔助的供電電壓減弱了。在每周期截止時間內，導通芯片檢測器比較DRVl電壓和6．8V電壓，如果DRVl電壓低于6．8V，則IC就不起動下一個周期，使輔助電壓和VDD電壓兩者進一步下降，當VDD電壓降低于3．35V時，電路則進入啟動模式。
這種打嗝狀態(tài)，一直持續(xù)到短路被排除為止。有這樣的特性，使有效的工作比很低，短路電流很小。為確保IC容易地進入打嗝模式，變壓器的繞制應使反饋和輸出繞組間緊密耦合。繞制次序(從內到外)為初級繞組、輸出繞組、反饋繞組。
3 實用電路介紹
下面介紹采用ACT30構成的兩種實用電路。
1)小功率開關電源(AC—DC適配器)開關電源電路如圖8所示。其輸入電壓為85～265V，50／60Hz，最大輸出功率5W。輸出電壓Uout=5V±0．5％，輸出電流Iout=0～lA。開關頻率65kHz。
電路工作詳細說明如下：
輸入交流電壓通過VD1～VD4、C1和C2、保險管F1、整流濾波。保險管F1是一種阻燃的可熔斷型，防止故障狀態(tài)，并滿足安規(guī)故障測試要求。C1和C2滿足2μF／W，所用電容值較小。電源頻率輸出紋波會增加，典型情況下，差模EMI(<500kHz)也會增加。為滿足EN55022B／CISPR22B和FCCB傳導EMC限額要求，由電容C1和C2及電感L1組成π形濾波器。
接通電源，高壓就加在變壓器Tl的1腳上。然后，微小電流就通過電阻(R1+R2)給電容C3充電，而晶體管VT1作為一個射極跟隨器，提升ACT30A的引腳3(DRVl)上的電壓，IC內部調節(jié)器產生一個電壓UDRV1=3．6V，(最大值為5．5V)加到ACT30A的1腳(FB／VDD)，并通過R8給C5充電。當UDRV1增加到8．6V(VDD達到5V)該調節(jié)器電源的作用停止，而VDD則開始下降。由于ACT30A的內耗電流流過，當VDD電壓降到低于4．75V時，IC就開始工作，驅動電流增加，利用C5中的能量去供給IC。當該輸出電壓達到調節(jié)點時，光耦(IC2)反饋電路就阻止VDD進一步下降。該變壓器也可用輸出繞組接替供電電容經過IC2的次級驅動VT1的射極。(R1+R2)的數值決定著啟動時間。(R1+R2)也影響待機損耗，而C3在輸出建立期間內(在這段時間輸出繞組可能不會給C3足夠的能量)還起驅動VT1基極的作用，這樣(R1+R2)和C3的數值應該在待機損耗和輸出建立時間及在最小輸入電壓下有滿載輸出之間進行權衡選擇。
在輸出建立期間，C5還用作ACT30A的電源。這樣，它就應該儲存足夠的能量，以保證在最差的條件(在輸入電壓最小時滿載輸出)下也能建立起輸出，(R8+C5)對整個回路工作的穩(wěn)定性還起著極性補償作用。C6是ACT30A的FB／VDD腳對地的解耦電容器。VD6是對反饋繞組電壓的整流二極管，R6是限流電阻，R6值大些會減少反饋繞組的損耗，提高效率。但它也不能太大，應該保證在待機狀態(tài)有正常的輸出。
Z1是穩(wěn)壓二極管，用來箝位C3上的電壓，阻止它升得太高，(在滿載狀態(tài))R10是用來控制回路增益，防止在輸出建立期間，ACT30的FB／VDD腳過沖電壓，高于4．75V，進入破壞模態(tài)工作。
R7決定著VT1基極的驅動電流，因為VT1應該總是工作在飽和狀態(tài)。(否則Uce會升高，功耗變大，VT1可能毀壞)即基極電流Ib應大于Ic／β。
VD7是VT1be結的反向二極管。如果R7較小會引起VT1深飽和，從而增加ACT30從導通轉向截止時的時間間隔。(VT1的翻轉時間)增加了過渡損耗。效率降低，EMI性能也變差。所以，在保證VT1工作在飽和狀態(tài)，R7應該盡可能選大些。
VT1是該變換器的主開關元件，當ACT30切斷時，它要承受直流高壓，這里采用了所謂射極驅動的新型結構，取代基極驅動。所以，SOA(安全工作范圍)從VCEO曾加到VCBO，可以用常規(guī)的NPN型W13003 TO一126封裝的晶體管作為VT1。
吸收電路由R3、R4、R5、C4及VD5組成，由于變壓器T1的漏感，在由導通過渡到截止期間，會產生高壓尖峰信號。它會擊穿VT1并引起EMI。所以，必須鉗住該尖峰信號，以保護VT1，并得到較好的EMI結果，R3及R4取值小些，C4容量大些，會吸收較多的尖峰能量，并把它鉗位到一個較低的電壓，但又會增加待機損耗。VD5應選擇快恢復或超快恢復二極管，當然，快速恢復二極管較便宜些。
VD8是次級整流二極管，應在最高環(huán)境溫度下，按平均電流乘以正向壓降。所產生的功率(溫升)來考慮快恢復或超快恢復PN型二極管。由R17和C10組成的吸收電路。可以接在VD8兩端，以改善EMI性能。
C7和C8是輸出電容，要求選用等效串聯電阻ESR低的鋁電解電容器，滿足輸出電壓和紋波電流要求。低通濾波器可由C7和C8及電感L2組成，可改善輸出電壓紋波及EMI性能。
輸出電壓(恒壓CV型)可通過R12、R13及IC3的基準電壓(UREF)來計算，R12、R13是精度為1％的精密電阻，以保證輸出電壓的精度。反饋環(huán)由光耦IC2，R9a、R9b、VT2及電壓基準IC3(典型情況為TL431)組成。IC2也作為變壓器初級的隔離元件，它的電流傳輸比CTR(current transitionratio)為0．8～1．6，可選B級PC817。R9a是用來控制回路增益，R0b維持VT2的偏流，IC3保證在所有狀態(tài)的啟動。
CV模式是由IC2、R9a、R9b及IC3、R12和R13來執(zhí)行的，當輸出電流未高出設置點，轉換工作為CV模式，而輸出電壓等于VREF×(1+R12／R13)。
Ca和R10是IC3的補償環(huán)節(jié)，可保持輸出穩(wěn)定。
CC模式是由IC2、R9a、R9b和VT2、R11、R14、R15來執(zhí)行的，實際上，R14//R15是用做電流檢測電阻。當R14／R15上的電壓降超過VT2的UBE電壓時，VT2就導通，并通過驅動IC2的初級LED接替控制該回路。[!--empirenews.page--]
這樣，最大的輸出電流近似等于UBE／(R14//R15)，R14、R15的精度為1％，以獲得最大輸出電流的精度。R14用lW金屬膜電阻即可。R15、R11則可用SMD電阻來限制VT2的基極電流。
正如上節(jié)所述，C2與C2之間的L2，C7和C8之間的L3，C10同R17串聯，RCD吸收電路都對改善EMI性能有好處。為了消除傳導及輻射EMI，以滿足EN55022B／CISPR22B及FCCB規(guī)范，也采用其它手段。
CY是降低EMI的主要元件，它起Y電容的作用。CY值大了會得到較好的EMI性能，但又會使變壓器初級一次級間產生較多的漏電流。在繞制變壓器時，附加繞制一個繞組作為屏蔽。必要時可采用銅箔纏繞在變壓器外面，作為電通量的導通層，可獲得較大的EMI裕度。
2)小功率電池充電器
圖9為采用ACT30和ACT32(相當于TL431)及Wl3002A(T0—92，BVceo>400V，BVcbo>600V)構成的3．75W充電器。交流輸入85～265V，輸出為5V／0．75A。
為了改變直流輸出電壓UoutCV和直流電流大小IoutCC，可改變R7和R6：
R7=80kΩ·[(VoutCV一1V)／3．8V—l]
R6=250mA／IoutCC
采用ATC30布置PCB時應注意：
(1)ACT30的VDD腳要接旁路元件(圖6中的C5、C6)，且這些元件的接地是和變壓器初級側和輸入濾波電容器(圖6中的C2)的接地端子。
(2)使輸入濾波器，變壓器初級繞組，高壓晶體管以和ACT30之間的連接線或回路要盡量短。
(3)使變壓器次級繞組，輸出整流二極管和輸出濾波電容間的回路盡量短。
(4)為了散熱，高壓晶體管、輸出整流二極管和分流電阻引腳連接的銅箔尺寸適當大些。
4 ACT30的電氣參數
(1)ACT30的額定值ACT30的額定值見表2。
(2)ACT30電氣特性ACT30的電氣特性見表3。VDD=4V、Tj=25℃(測量)。
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