基于D類音頻放大器的程控交流電源的設計

系統(tǒng)結構與控制原理
升壓+全橋逆變器和輸出LC濾波器是大功率程控交流電源極為常用的拓撲之一。如圖1所示，這是一種兩級非隔離拓撲，其第一級是升壓級，用于把模塊整流電壓升壓到實際峰值直流電壓（＞325V）；第二級是逆變級，用于把峰值直流電壓轉變?yōu)榻涣麟妷?，再經LC濾波器得到50Hz的交流輸出電壓。全橋逆變器一般采用單極性控制方式，其特點是高頻臂的兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓波形；另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而很大程度上減小了開關損耗。該全橋逆變器并不是一個橋臂始終為低頻(輸出基頻)，另一個橋臂始終為高頻（載波頻率)，而是以半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂前半個周期工作在低頻，后半周則工作在高頻，這樣就保證兩個橋臂功率管工作在均衡狀態(tài)，提高了系統(tǒng)的可靠性。雖然該電路效率較高，但需要解決輸入/輸出之間的隔離問題。由于電纜測試儀的程控交流電源功率較小，若采用上述方案，則體積較大，且控制復雜。

圖1  升壓+全橋逆變器

若采用諸如LM1875單片集成功率放大器件，用±30V供電時，最大輸出功率可達30W。其接法同TDA2030相似，有單雙電源接法和BTL接法。BTL接法采用兩片LM1875，連接成橋式電路，兩邊的電路結構和參數(shù)完全相同，右邊的集成電路由左邊的集成電路通過一負反饋電阻控制，反之亦然。它可獲得更高的輸出功率。如圖2所示，二極管1N4007用于防止輸出感性負載產生過電壓而損壞器件。電路的放大倍數(shù)可由輸出端至反相輸入端的反饋電阻來決定。A類、B類、AB類等功放均是線性功放，信號總是停留在放大區(qū)，輸出晶體管擔當線性調整器來調整輸出電壓，其結果是降低了效率，限制了輸出功率。

圖2  LM1875的BTL接法

本設計采用D類音頻放大器構成程控交流電源，只需對音頻放大器的輸入幅度控制就可以得到高純度正弦交流電壓。圖3給出了所研制的程控交流電源系統(tǒng)結構框圖，并且給出了每級的波形。其主電路由D類音頻放大器+半橋和LC濾波器組成。

圖3  D類音頻放大器基本構成圖

值得注意的是，半橋D類音頻放大器因為能量可以雙向流動而導致“母線電壓提升”，這樣會造成母線電容被充電。在半橋拓撲中，電源面臨從功放返回來的能量而導致嚴重的母線電壓波動或損壞，尤其是當功放輸出低頻信號到負載時。D類放大器區(qū)別于同步降壓轉換器的是，其參考信號是一個不斷變化的音頻信號，占空比圍繞50%不斷變化，電感電流雙向，兩個MOSFET作用相同。

主回路設計
采用國際整流器公司(IR) D類音頻放大器的IRS2092，將誤差放大器、PWM比較器、柵極驅動級電路和過載保護功能結合到一起，與IRS20955相比較具有很大的設計靈活性。用±100V供電時，最大輸出功率可達500W，工作頻率高達800kHz。如圖4所示，它包括一個脈寬調制器、兩個輸出MOSFET和一個用于恢復被放大的音頻信號的低通濾波器。由于輸出500V正弦波有效值，輸出端有一個低頻升壓變壓器。音頻輸入信號與內部振蕩器產生的三角波進行比較后，得到PWM信號，方波的占空比與輸入信號電平成正比。沒有輸入信號時，輸出波形的占空比為50%。圖5顯示了不同輸入信號電平下所產生的PWM輸出波形。

圖4 程控交流電源主電路

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使用D類音頻放大器IRS2092的BTL接法，一個全橋使用兩個半橋輸出級，并以差分方式驅動負載。全橋結構是通過轉換負載的導通路徑來工作的，因此負載電流可以雙向流動，無須負電源或隔直電容。在相同電源電壓下，理論上提供的最大輸出功率是半橋式放大器的4倍。它可以推廣應用到更高輸出功率的AC/AC轉換電源。

關鍵技術設計
程控交流電源要求0～5V程控直流電平輸入對應AC 0～500V（有效值）輸出。通過改變D類音頻放大器的正弦波輸入的幅度即可實現(xiàn)最大500V正弦波對應輸出。但是，首先需要解決0～5V程控直流電平如何轉換成D類音頻放大器的正弦波輸入的問題。

CD4051是8通道數(shù)字控制模擬開關，有三個二進制控制輸入端A、B、C和INH輸入，相當于一個單刀八擲開關，開關接通哪一通道，由輸入的3位地址碼A、B、C來決定。INH是禁止端，當INH=1時，各通道均不接通。此外，CD4051還設有一個電源端VEE，以作為電平位移時使用，從而使得在單電源供電條件下CMOS電路所提供的數(shù)字信號能直接控制這種多路開關，并使這種多路開關可傳輸峰峰值達15V的交流信號。例如，若模擬開關的供電電源VDD=+5V，VSS=0V，當VEE=-5V時，只要對此模擬開關施加0～5V的數(shù)字控制信號，就可控制幅度范圍為-5V～+5V的模擬信號。

圖5 PWM輸出波形

設計時，首先要考慮到如何產生固定幅度的正弦波基準信號以作為CD4051的模擬量輸入。產生正弦波基準信號的方案有多種，可由文氏振蕩器獲得良好的正弦波形，也可先由比較器輸出的方波經積分器得到三角波，再由差分放大器或采用低通濾波器的方法，實現(xiàn)三角波到正弦波的變換。

其次是高精度的正弦波基準信號的程控，最簡單方法是使用微處理器進行12通道的A/D轉換，用這12通道去控制CD4051的輸入端A、B、C（INH=0時），即產生212=4096個狀態(tài)。如圖6所示，開關D1～D3控制模擬量低位，D4控制高位。通過合理計算R1a～R9d，0～4096個狀態(tài)對應0～5V程控直流電平輸入。需要注意的是，第4096狀態(tài)產生的條件是12通道都為0時而第4個CD4051的INH=1時，它輸出正弦波模擬量最大值。

圖6  正弦波基準信號的程控圖

圖7  正弦電壓輸出波形

實驗結果
采用上述主電路結構和控制方式研制了一臺0～5V直流電平輸入對應0～500V（有效值）AC輸出的程控電源樣機，固定頻率50Hz，輸出電流5mA，線性度≤1%，響應時間≤50ms，輸出過流保護。5V程控正弦電壓輸出波形如圖7所示，較好地滿足了電纜測試儀程控電源的要求。