一種適合于開關(guān)穩(wěn)壓器的新穎電流檢測方法

      摘　要:針對(duì)開關(guān)穩(wěn)壓器中負(fù)載電流檢測難以同時(shí)做到準(zhǔn)確、同步和結(jié)構(gòu)簡單這一難題,結(jié)合自己多年工作經(jīng)驗(yàn),提出了一種新穎的開關(guān)穩(wěn)壓器負(fù)載電流檢測的新方法。其基本原理是利用斷續(xù)模式(DCM) 下負(fù)載電流與同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)N_DRV 的同步關(guān)系,通過檢測該柵極信號(hào)來檢測開關(guān)穩(wěn)壓器的輸出負(fù)載電流。這種方法不僅使負(fù)載電流檢測同步和準(zhǔn)確,且同時(shí)克服檢測電感平均電流帶來的電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜及實(shí)現(xiàn)上的困難。該電路經(jīng)過HSpice 仿真驗(yàn)證,其僅消耗5μA 的靜態(tài)電流,工作狀態(tài)良好。

　　0 　引　言

　　隨著電子產(chǎn)品向小型化、便攜化的趨勢(shì)發(fā)展,單片集成的高效、低電源電壓DC-DC 變換器被廣泛應(yīng)用。在許多電源管理IC 中都用到了電流檢測電路。在電流模式PWM 控制DC-DC 變換器中,電流檢測模塊是組成電流環(huán)路的重要部分,用于檢測流過功率管和電感上的電流,并通過將電流檢測結(jié)果和電壓環(huán)路的輸出做比較,實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制的效果。在電壓模式PWM 控制DC-DC 變換器、LDO、Charge Pump 等電路中,它還可以用作開路、短路、過流等節(jié)能和保護(hù)性目的。傳統(tǒng)的電流檢測方法有3 種:

　　(1) 利用功率管的RDS進(jìn)行檢測;

　　(2) 使用檢測場效應(yīng)晶體管檢測;

　　(3) 場效應(yīng)晶體管與檢測電阻結(jié)合。針對(duì)開關(guān)穩(wěn)壓器,不同于傳統(tǒng)的電流檢測方式,本文提出了一種新穎的電流檢測方法。

　　1 　傳統(tǒng)的電流檢測方法

　　1. 1 　利用功率管的RDS進(jìn)行檢測( RDS SENSIN G)

　　當(dāng)功率管(MOSFET) 打開時(shí),它工作在可變電阻區(qū),可等效為一個(gè)小電阻。MOSFET 工作在可變電阻區(qū)時(shí)等效電阻為:

　　式中:μ為溝道載流子遷移率; COX 為單位面積的柵電容;V TH 為MOSFET 的開啟電壓。

　　如圖1 所示,已知MOSFET 的等效電阻,可以通過檢測MOSFET 漏源之間的電壓來檢測開關(guān)電流。

　　這種技術(shù)理論上很完美,它沒有引入任何額外的功率損耗,不會(huì)影響芯片的效率,因而很實(shí)用。但是這種技術(shù)存在檢測精度太低的致命缺點(diǎn):

　　(1) MOSFET 的RDS本身就是非線性的。

　　(2) 無論是芯片內(nèi)部還是外部的MOSFET ,其RDS受μ, COX ,V TH影響很大。

　　(3) MOSFET 的RDS隨溫度呈指數(shù)規(guī)律變化(27～100 ℃變化量為35 %) 。

　　可看出,這種檢測技術(shù)受工藝、溫度的影響很大,其誤差在- 50 %～ + 100 %。但是因?yàn)樵撾娏鳈z測電路簡單,且沒有任何額外的功耗,故可以用在對(duì)電流檢測精度不高的情況下,如DC2DC 穩(wěn)壓器的過流保護(hù)。

圖1 　利用功率管的RDS進(jìn)行電流檢測

　　1. 2 　使用檢測場效應(yīng)晶體管(SENSEFET)

　　這種電流檢測技術(shù)在實(shí)際的工程應(yīng)用中較為普遍。它的設(shè)計(jì)思想是: 如圖2 在功率MOSFET 兩端并聯(lián)一個(gè)電流檢測FET ,檢測FET 的有效寬度W 明顯比功率MOSFET 要小很多。功率MOSFET 的有效寬度W 應(yīng)是檢測FET 的100 倍以上(假設(shè)兩者的有效長度相等,下同) ,以此來保證檢測FET 所帶來的額外功率損耗盡可能的小。節(jié)點(diǎn)S 和M 的電流應(yīng)該相等,以此來避免由于FET 溝道長度效應(yīng)所引起的電流鏡像不準(zhǔn)確。

圖2 　使用場效應(yīng)晶體管進(jìn)行電流檢測

　　在節(jié)點(diǎn)S 和M 電位相等的情況下,流過檢測FET的電流IS 為功率MOSFET 電流IM 的1/ N ( N 為功率FET 和檢測FET 的寬度之比) , IS 的值即可反映IM 的大小。[!--empirenews.page--]

　　1. 3 　檢測場效應(yīng)晶體管和檢測電阻相結(jié)合

　　如圖3 所示,這種檢測技術(shù)是上一種的改進(jìn)形式,只不過它的檢測器件不是FET 而是小電阻。在這種檢測電路中檢測小電阻的阻值相對(duì)來說比檢測FET 的RDS要精確很多,其檢測精度也相對(duì)來說要高些,而且無需專門電路來保證功率FET 和檢測FET 漏端的電壓相等,降低了設(shè)計(jì)難度,但是其代價(jià)就是檢測小電阻所帶來的額外功率損耗比第一種檢測技術(shù)的1/ N 2 還要小( N 為功率FET 和檢測FET 的寬度之比) 。此技術(shù)的缺點(diǎn)在于,由于M1 ,M3 的V DS不相等(考慮VDS對(duì)IDS的影響), IM 與IS 之比并不嚴(yán)格等于N ,但這個(gè)偏差相對(duì)來說是很小的,在工程中N 應(yīng)盡可能的大, RSENSE應(yīng)盡可能的小。在高效的、低壓輸出、大負(fù)載應(yīng)用環(huán)境中,就可以采用這種檢測技術(shù)。

圖3 　場效應(yīng)晶體管與電阻相結(jié)合進(jìn)行電流檢測

　　2 　新型的電流檢測方法

　　在圖4 中,N_DRV 為BUCK穩(wěn)壓器的同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào),N_DRV_DC 為N_DRV 經(jīng)過1 個(gè)三階RC低通濾波器之后濾出的直流分量,并且該直流分量為比較器的一端輸入,比較器的另一端輸入為一基準(zhǔn)電壓值BIAS3 ,比較器的輸出LA28 (數(shù)字信號(hào),輸出到芯片的控制邏輯) 為DC2DC 負(fù)載電流狀態(tài)檢測信號(hào)。

圖4 　新型電流檢測方法基本原理等效架構(gòu)圖

　　該電流檢測電路的作用如下:

　　在一個(gè)穩(wěn)壓器芯片中, 既包括一個(gè)DC2DC(BUCK) , 又包括一個(gè)LDO , 中載和重載時(shí)工作于PWM 模式,輕載時(shí)(約為3 mA 以下) 工作于LDO 下,而本文提出電流檢測電路的作用是:當(dāng)其負(fù)載電流小于一定值時(shí)(此時(shí)開關(guān)穩(wěn)壓器處于DCM 模式下) ,LA28電平跳遍,實(shí)現(xiàn)PWM 模式向LDO 模式的模式切換。

　　這里需要注意的是,如果對(duì)輸出負(fù)載電流直接進(jìn)行檢測或是通過將電感電流取平均值的方式來檢測輸出負(fù)載電流,則將會(huì)帶來電路實(shí)現(xiàn)上的困難。而在此提出的這種檢測方法卻不存在這個(gè)問題。該架構(gòu)圖是DC2DC 負(fù)載電流狀態(tài)檢測電路的等效圖。其作用是當(dāng)DC2DC 負(fù)載電流低于3 mA 時(shí),其輸出信號(hào)LA28 由高變低,從而實(shí)現(xiàn)PWM 模式向LDO的切換。它的基本原理是利用DCM 模式下(當(dāng)負(fù)載電流為3 mA 時(shí),DC2DC 處于DCM 模式下) 負(fù)載電流與開關(guān)管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)N_DRV 的關(guān)系,通過檢測N_DRV 來監(jiān)控輸出負(fù)載電流的變化,從而實(shí)現(xiàn)當(dāng)負(fù)載電流低于3 mA時(shí)PWM 模式向LDO 的切換。下面將用圖5 來說明該電路檢測負(fù)載電流的原理。

圖5 　檢測DCDC 負(fù)載電流的基本原理

　　圖5 是DCM 模式下電感電流IL 與同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)N_DRV 的波形圖。

　　又由于每個(gè)周期通過電感輸出到負(fù)載的電荷量是不變的,故有。其中: T 為開關(guān)周期; IOUT 為輸出負(fù)載電流。[!--empirenews.page--]

　　從上面幾式得:

　　現(xiàn)在再來分析圖4 ,在頻域內(nèi),從N_DRV 到N_DRV_DC 的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為:

　　故圖4 中的R 與C 組成的網(wǎng)絡(luò)是1 個(gè)三階的RC 低通濾波器。下面計(jì)算N_DRV_DC ,從t = 0 接入脈寬為ΔT ,周期為T 的周期性矩形脈沖信號(hào)N_DRV , 其復(fù)頻域的象函數(shù)為

　　故N_DRV_DC 的象函數(shù)為:

　　需要注意的是,在設(shè)計(jì)三階RC 低通濾波器時(shí),其帶寬應(yīng)設(shè)置得遠(yuǎn)小于DC2DC 的振蕩器頻率(即N _DRV 的頻率) ,以保證很好地濾出N_DRV 中的高頻分量;但也不宜設(shè)置得太小,否則所使用的電阻和電容將會(huì)比較大。

　　當(dāng)DC2DC 負(fù)載電流減小,N_DRV_DC 也會(huì)減小,若減小至N_DRV_DC = BIAS3 時(shí),比較器開始由高變低,芯片將從PWM 模式進(jìn)入LDO 模式。設(shè)此時(shí)的負(fù)載電流為ILDO(ON) ,則:

　　由上式可知,DC2DC 向LDO 的切換閾值ILDO(ON)與電感值L 成反比。

　　最終的電流檢測實(shí)現(xiàn)電路如圖6 所示。由于該電路原理比較簡單,分析從略。

圖6 　最終的電流檢測實(shí)現(xiàn)電路

　　3 　仿真結(jié)果數(shù)據(jù)

　　仿真結(jié)果數(shù)據(jù)如表1 所示。TA = 25 ℃,L =2. 2μH。

　　4 　結(jié)　語

　　提出了一種開關(guān)穩(wěn)壓器電流檢測的新方法,通過檢測DCM 模式下同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào),實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出負(fù)載電流的檢測,從而得出芯片從PWM 模式向LDO 模式的切換。由此解決了通過檢測電感平均電流而使的電路實(shí)現(xiàn)的困難。經(jīng)過HSpice 仿真驗(yàn)證,其僅消耗5μA的靜態(tài)電流。該種檢測方法主要適用于需要對(duì)開關(guān)穩(wěn)壓器的DCM 模式下負(fù)載電流進(jìn)行檢測的場合。