PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析

摘要：敘述了PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的基本工作原理與方法。

關(guān)鍵詞：PWM；斬波器；交流穩(wěn)壓電源

PrincipleAnalysisofaPWMChopperTypeACRegulatedPowerSupply

LIU Feng?jun

Abstract:The basic work principle and method of a PWM chopper type AC regulated power supply are described.

Keywords:PWM;Chopper;ACregulator

1 引言

        目前使用較多的是三相柱式電力穩(wěn)壓器，它雖然有很多優(yōu)點(diǎn)，但由于使用了機(jī)械傳動(dòng)和碳刷進(jìn)行調(diào)節(jié)，因而具有工作壽命短、可靠性差、動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間長等缺點(diǎn)，正在被無觸點(diǎn)補(bǔ)償式穩(wěn)壓電源所取代。“補(bǔ)償”具有“補(bǔ)足”和“抵消”兩種意思。所謂補(bǔ)償式穩(wěn)壓電源，就是用多個(gè)補(bǔ)償變壓器（一般是2～4個(gè)），將其次級(jí)串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器（由光耦、觸發(fā)電路和雙向晶閘管組成的電路模塊）組成的“多全橋”轉(zhuǎn)換電路，用切換多個(gè)補(bǔ)償變壓器初級(jí)頭、尾的連接方式，來調(diào)節(jié)補(bǔ)償電壓的大小或正負(fù)進(jìn)行有級(jí)補(bǔ)償。當(dāng)市電電壓高于標(biāo)稱電壓時(shí)進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償；低于標(biāo)稱電壓時(shí)進(jìn)行正補(bǔ)償。由于去掉了機(jī)械傳動(dòng)和碳刷，因而提高了壽命、可靠性和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，使穩(wěn)壓電源的性能得到了很大的改進(jìn)。但仍然還存在一些缺點(diǎn)：如只能有級(jí)調(diào)節(jié)、調(diào)節(jié)精度不高（取決于補(bǔ)償變壓器的最小電壓，調(diào)節(jié)精度一般為2％～5％），所用補(bǔ)償變壓器個(gè)數(shù)較多，因而補(bǔ)償變壓器的“多全橋”轉(zhuǎn)換電路用的開關(guān)數(shù)也多，電路相對(duì)復(fù)雜等。本文取其優(yōu)點(diǎn)，避其缺點(diǎn)，提出了用PWM高頻斬波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)慕涣鞣€(wěn)壓電源，使交流穩(wěn)壓器的性能得到了進(jìn)一步的提高。

2  用PWM高頻斬波器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源

    這種穩(wěn)壓電源是采用PWM高頻斬波器產(chǎn)生的補(bǔ)償電壓uco對(duì)市電電壓的波動(dòng)（欠壓或過壓）進(jìn)行補(bǔ)償，其原理電路如圖1所示。圖中S1和S2為采用雙向晶閘管或固態(tài)繼電器的交流開關(guān)，用切換變壓器Tr的兩個(gè)初級(jí)繞組來控制補(bǔ)償電壓的方向，它的次級(jí)繞組串入主電路中，以對(duì)市電電壓的波動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償：當(dāng)市電電壓高于標(biāo)稱電壓時(shí)S2導(dǎo)通，Tr按降壓自耦變壓器方式工作，輸出反向電壓來抵消市電電壓高出的部分；當(dāng)市電電壓低于標(biāo)稱電壓時(shí)S1導(dǎo)通，Tr按升壓自耦變壓器方式工作，輸出正向電壓來補(bǔ)足市電電壓不足的部分。S3是PWM高頻斬波器開關(guān)，用來調(diào)節(jié)補(bǔ)償電壓的大小，以實(shí)現(xiàn)無級(jí)精確補(bǔ)償。由于S3工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，因而采用了由兩個(gè)IGBT反并聯(lián)組成的，而且?guī)в辛汶娏鏖_通，零電壓關(guān)斷緩沖電路的交流開關(guān)，以減少開關(guān)損耗，提高斬波效率。

    由市電電壓us與基準(zhǔn)電壓ur相減的差值ΔU（直流電壓）控制PWM調(diào)制器，在載波三角波電壓小于ΔU的部分產(chǎn)生S3的正向觸發(fā)脈沖控制S3斬波。這樣，在補(bǔ)償變壓器Tr的次級(jí)就可以產(chǎn)生出補(bǔ)償電壓uco。uco的大小等于us與ur有效值之差|Us－Ur|，uco的方向取決于Us－Ur等于正還是負(fù)來決定：當(dāng)Us－Ur等于正值時(shí)S2導(dǎo)通，uco為負(fù)，當(dāng)Us－Ur等于負(fù)值時(shí)S1導(dǎo)通，uco為正，以補(bǔ)償市電電壓達(dá)到標(biāo)稱值。圖中LF、CF為交流濾波器，以濾掉補(bǔ)償電壓uco和市電電壓us中的高次諧波。

圖1  采用PWM高頻斬波器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓源電路原理框圖

    斬波器開關(guān)S3采用的是等電位直流脈寬調(diào)制EPWM（Equipotential－PWM），EPWM觸發(fā)脈沖的形成與交流正弦電壓的PWM斬波波形如圖2所示。

圖2   EPWM調(diào)制與正弦PWM斬波波形

2.1  正弦斬波電壓的諧波分析

    正弦斬波電壓的波形如圖2所示，為了使波形具有半波奇對(duì)稱，和1/4周期偶對(duì)稱，以消除其傅里葉級(jí)數(shù)中的余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，取載波比N=fc/fs=4k（式中fc為載波三角波頻率，fs為市電工頻頻率），調(diào)制比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc（式中Δt為觸發(fā)脈沖寬度，TΔ=1/fc為載波三角波周期，ΔU為等電位直流調(diào)制電壓，ΔU=|Us－Ur|，Uc為載波三角波電壓幅值）。

    載波三角波的方程式為：

    uc=(1)

    i=1,2,3…

    當(dāng)調(diào)制電平為ΔU時(shí)，求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)ti和終止點(diǎn)ti＋1的方程式為：

，

（2）

（3）

    則脈沖寬度為：

                          Δt=ti＋1－ti=(TΔ/Uc)ΔU                     （4）

    式中TΔ=2π/N，則各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數(shù)值為：

         α1=TΔ/2－(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N－M(π/N)

       =π(1－M)/N；

                         α2=π(1＋M)/N；

                         α3=π(3－M)/N；

                         α4=π(3＋M)/N；

                         ……

    由圖2可以看出：PWM正弦斬波波形是“鏡對(duì)稱”和“原點(diǎn)對(duì)稱”，因此在它的傅里葉級(jí)數(shù)中將不包含恒定分量、余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，只包含正弦項(xiàng)中的奇次諧波，故：

               f(ωt)=bnsinnωt，n為奇數(shù)（5）     

    式中：bn=f(ωt)sinnωtd(ωt)

    對(duì)于基波，n=1，由于PWM正弦斬波波形是正弦的，即f(ωt)=Usmsinωt，所以：

    b1=(sin2xdx＋sin2xdx＋…）

      =sin2xdx

      =（M·）=MUsm    (6)

    對(duì)于諧波

    bn=(sinxsinnxdx＋sinxsinnxdx＋…）

    當(dāng)n=KN±1，K=1,2,3…時(shí)：

    bKN±1=sinxsinnxdx

         =－sinKMπ   (7)

    當(dāng)n≠KN±1時(shí)：

    bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0

    所以，當(dāng)補(bǔ)償變壓器的變比為ξ時(shí)，PWM正弦斬波電壓uch的傅里葉級(jí)數(shù)表示式為：             

    uch=MUsmsinωt－sinKMπsin(KN±1)ωt    (8)

    補(bǔ)償電壓uco的方程式為：

    uco=ξMUsmsinωt－ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9)

    由式（8）中的諧波幅值sinKMπ可以算出，當(dāng)fc=10kHz，N=200，M=0.1～0.9時(shí)，基波與各次諧波的幅值如表1所示?；ê透鞔沃C波與調(diào)制比M的關(guān)系曲線如圖3所示?？芍琍WM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高，所需的交流濾波器LFCF的參數(shù)越小，當(dāng)N大到一定程度時(shí)，甚至只用Tr漏感及一個(gè)很小的電容CF就可以濾掉所有uco中的高次諧波。 [!--empirenews.page--]

表1   基波和各次諧波與調(diào)制比M的關(guān)系

2.2  主電路與斬波開關(guān)的結(jié)構(gòu)形式

    主電路與PWM正弦斬波器開關(guān)的結(jié)構(gòu)形式如圖4所示，其中圖4（a）是用兩個(gè)PWM正弦斬波器開關(guān)的主電路，當(dāng)us>ur時(shí)S2導(dǎo)通，Tr按降壓自耦變壓器方式工作，輸出電壓－uco，以抵消市電電壓中的高出部分；當(dāng)us<ur時(shí)S1導(dǎo)通，Tr按升壓自耦變壓器方式工作，輸出電壓＋uco，以補(bǔ)足市電電壓中的不足部分。圖4（b）是用兩個(gè)PWM正弦斬波開關(guān)和兩個(gè)雙向晶閘管（或固態(tài)繼電器）的主電路。這樣，變壓器Tr的次級(jí)只用一個(gè)繞組就可以了。當(dāng)us>ur時(shí)開關(guān)S2和S3導(dǎo)通，Tr工作在降壓自耦變壓器狀態(tài)，輸出電壓－uco，以抵消市電電壓中的高出部分；當(dāng)us<ur時(shí)開關(guān)S1和S4導(dǎo)通，Tr工作在升壓自耦變壓器狀態(tài)，輸出電壓＋uco，以補(bǔ)足市電電壓的不足部分。圖4（c）是圖1使用的主電路。圖4（d）與圖4（b）相同，只是采用了一個(gè)PWM正弦斬波開關(guān)和四個(gè)雙向晶閘管。PWM正弦斬波器開關(guān)的結(jié)構(gòu)型式有三種，如圖4（e）所示。圖4所示各種主電路及其PWM正弦斬波器開關(guān)各有特點(diǎn)，設(shè)計(jì)者可根據(jù)自身?xiàng)l件和需要選擇使用。

(a)主電路之一(b)主電路之二(c)主電路之三

(d)主電路之四(e)斬波開關(guān)型式

圖4  主電路與PWM斬波開關(guān)型式

2.3  線路阻抗的補(bǔ)償

    在圖4所示的主電路中，補(bǔ)償變壓器Tr次級(jí)繞組的電阻和漏感，以及交流濾波電感LF的繞組電阻圖3諧波分量與調(diào)制比M的關(guān)系曲線和電感，與市電電源的內(nèi)阻抗共同組成線路阻抗Z。在有負(fù)載時(shí)線路阻抗Z產(chǎn)生的電壓降Zis對(duì)穩(wěn)壓精度是有直接影響的。為了提高穩(wěn)壓電源的精度，對(duì)Z的影響應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償，其補(bǔ)償電路如圖1中虛線電路所示。由于Zis使輸出電壓uo減小，減小的程度與電流is成正比，因而在控制電路中加入了一個(gè)乘法器，將測得的is與Z相乘的Zis信號(hào)串入到us檢測電路中，使us相應(yīng)減小一些即可以補(bǔ)償?shù)鬦is的影響。PWM正弦斬波器開關(guān)管的正向壓降、變壓器Tr初級(jí)繞組的電阻和漏感，也可以造成PWM正弦斬波器輸出電壓uco值的減小，對(duì)穩(wěn)壓精度也有影響，但這個(gè)影響較固定且數(shù)值不大，因此可以通過調(diào)高變壓器Tr的變比ξ來補(bǔ)償。

2.4  考慮線路阻抗Z的補(bǔ)償分析

    假定市電電壓us大于或小于基準(zhǔn)電壓ur，在考慮到線路阻抗Z時(shí)穩(wěn)壓電源輸出電壓uo的方程式為：

    uo=us－Zis±uco    （10）

式中：us=Ussinωt；

      is=Issinωt。

    補(bǔ)償變壓器Tr的變比ξ=Uc/Usm，Usm=Us

    將式（9）及us、is的值代入式（10）得：

    uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt?

        ξsinKMπ·sin(KN±1)ωt

    用電路中的交流濾波器LFCF濾掉uco中的高次諧波后可得：

    uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt（11）

    當(dāng)us增高到>ur時(shí)，>Usm，由于ΔU=－ZIs－Ur，M=ΔU/Uc=(－ZIs－Ur)/Uc，ξ′=Uc/，代入式（11）得：

    uo=sinωt－ZIssinωt－

                ξ′〔(－ZIs－Ur)/Uc〕sinωt

             =Ursinωt            (12)

     當(dāng)us降至us″<ur時(shí)，Usm″<Usm，由于ΔU=UrUUs″+ZIs,M=ΔU/Uc=(Ur-Us″+ZIs)/Uc,ξ″=Uc/Usm″,代入式（11）得：

    uo=sinωt－ZIssinωt＋

               ξ″〔(Ur－＋ZIs)/Uc〕sinωt

       =Ursinωt                   (13)

    圖1所示PWM正弦斬波器式穩(wěn)壓電源，在工作過程中有以下6種情況：

    1)us增至>ur＋Zis時(shí)，uco=－Zis－ur，輸出電壓uo=－(－Zis－ur)－Zis=ur

    2)us降至<ur＋Zis時(shí)，uco=ur－＋Zis，輸出電壓uo=＋(ur－＋Zis)－Zis=ur

    3)us=ur時(shí)，uco=－Zis，輸出電壓uo=us－(－Zis)－Zis=us=ur

    4)空載(is=0)>ur時(shí)，uco=－ur，輸出電壓uo=－(－ur)=ur

    5)空載(is=0)<ur時(shí)，uco=-+ur，輸出電壓uo=＋(－＋ur)=ur

    6)空載(is=0)us=ur時(shí)，uco=0，不補(bǔ)償。

    從以上分析可知：當(dāng)市電電壓波動(dòng)（欠壓或過壓）或負(fù)載變化時(shí)，用以直流表示的us、ur，is的有效值（Us－ZIs－Ur）=ΔU或（Ur－Us＋ZIs）=ΔU作調(diào)制電壓的EPWM正弦斬波器的輸出電壓uco，完全可以補(bǔ)償輸出電壓uo的變化，保持uo=ur不變，達(dá)到穩(wěn)壓目的。

    但由于采用的是直流電平EPWM控制，故不能檢測出波形畸變，因此這種穩(wěn)壓電源不能對(duì)市電電壓中的諧波、閃變和尖脈沖等進(jìn)行補(bǔ)償，但可以依靠交流濾波器濾掉一些。

    補(bǔ)償變壓器Tr的變比ξ=Uc/Usm的大小取決于市電電壓的最大變化范圍。市電電壓的最大變化范圍一般為±10％。但實(shí)際上有的地方最大變化范圍可達(dá)±20％，所以變比ξ'取1.7/10，ξ″取2.5/10，相對(duì)應(yīng)的補(bǔ)償變壓器容量也應(yīng)取穩(wěn)壓電源標(biāo)稱容量的25％。

用EPWM高頻斬波器的原理，同樣可以制成三相補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源，只要用三組如圖1所示的電路即可。這樣的三相補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源，還可以補(bǔ)償?shù)羧嚯妷旱牟粚?duì)稱。

3  結(jié)語

    按照?qǐng)D1原理制成的一臺(tái)單相2.5kVA的穩(wěn)壓電源，經(jīng)實(shí)驗(yàn)證明：當(dāng)輸入電壓變化范圍為±15％時(shí)，輸出電壓的變化小于±1％；諧波含量小于2?5％。這種穩(wěn)壓電源的特點(diǎn)是：補(bǔ)償變壓器工作在變比ξ″=2.5/10，ξ'=1.7/10的自耦變壓器狀態(tài)，其伏安定額大，體積小、重量輕，反應(yīng)速度快，可以實(shí)現(xiàn)無級(jí)補(bǔ)償、補(bǔ)償精度高，電路簡單。當(dāng)市電電壓正常或空載時(shí)S3不工作（空載時(shí)與門關(guān)斷，S3不能觸發(fā)），補(bǔ)償變壓器不耗電，電源損耗小。其缺點(diǎn)是由于Tr工作在自耦變壓器狀態(tài)，初、次級(jí)之間有電的連接，故接地不方便。另一個(gè)缺點(diǎn)是由于采用了直流有效值控制，故只能補(bǔ)償市電電壓的大小變化，不能補(bǔ)償市電電壓中的諧波、閃變和尖脈沖，但交流濾波器可以使諧波、閃變和尖脈沖減小。