一種單極倍頻電壓型SPWM軟開關(guān)DC/AC逆變器的設(shè)計

摘要：提出了一種單極倍頻電壓型SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器，分析了其主要工作原理并給出了主要參數(shù)設(shè)計方法，實驗結(jié)果證明了該電路確能實現(xiàn)軟開關(guān)，并且具有輸出濾波參數(shù)小，電壓波形質(zhì)量高的優(yōu)點。

關(guān)鍵詞：單極倍頻；正弦波脈寬調(diào)制；軟開關(guān)；逆變器

1    引言

    目前，PWM功率變換技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用。對于工作在硬開關(guān)狀態(tài)下的PWM逆變器，由于其開關(guān)損耗大，并且產(chǎn)生嚴重EMI，難以滿足開關(guān)電源高頻化、綠色化的要求。為克服硬開關(guān)的不足，軟開關(guān)技術(shù)得到迅速的發(fā)展，特別是DC/DC變換器移相軟開關(guān)技術(shù)已趨于成熟。但對于DC/AC變換器，由于考慮其輸出波形質(zhì)量等因素，目前，還沒有真正意義上的軟開關(guān)產(chǎn)品出現(xiàn)。雖然也出現(xiàn)過一些DC/AC變換器拓撲和軟開關(guān)控制技術(shù)[1][2][3]，但這些方法還不能真正走向?qū)嵱谩?

    文獻[4]介紹了用諧振電路實現(xiàn)軟開關(guān)，是一種比較好的方法，然而這一技術(shù)需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過零處實現(xiàn)軟開關(guān)，這必然使電路變得復(fù)雜。為較好地解決這一難題，文獻[5]介紹了利用電感換流的非諧振軟開關(guān)PWM技術(shù)，然而這一技術(shù)只適用于雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。在分析文獻[5]的基礎(chǔ)上，本文設(shè)計出了一種適用單極倍頻SPWM[6]軟開關(guān)DC/AC變換器電路。

2    單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器主電路

2.1    主電路結(jié)構(gòu)

    圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關(guān)SPWMDC/AC逆變器的基礎(chǔ)上添加了電容C₁，C₂，C₃，C₄，C_r1，C_r2，C_E1，C_E2電感L_r1，L_r2，其中電容C₁=C₂=C₃=C₄，C_r1=C_r2，電感L_r1=L_r2，大容量電解電容C_E1=C_E2視為恒壓源。這些元件為電路中的4只功率管實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)創(chuàng)造了條件。

圖1    主電路結(jié)構(gòu)

圖2    主電路主要工作波形

2.2    軟開關(guān)的實現(xiàn)原理

    單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器主電路輸出電壓，在正半周只有正脈沖電壓，在負半周只有負脈沖電壓。當S₁及S₄同時開通時主電路輸出正電壓脈沖；，當S₂及S₃同時開通時主電路輸出負電壓脈沖。本文以輸出電壓的正半周的一個開關(guān)周期為例進行說明。

    以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向為準。并假設(shè)負載電流i_o連續(xù)。

    1）工作模式1（t₀－t₁時間段）

    在這一時間段中S₁及S₃導(dǎo)通，S₂及S₄關(guān)閉，i_Lr1從電源E_D的正極經(jīng)過S₁，C_r1，L_r1，C_E2，到E_D的負極并逐漸增大；同時電容C_E1經(jīng)過S₃，C_r2，L_r2繼續(xù)放電，放電電流i_Lr2繼續(xù)上升，在t₁時刻i_Lr2達到最大，即

    i_Lr2(ωt₁)=αI_omsinωt₁－(1－α²sin²ωt₁)（1）

式中：α為調(diào)制比；

      I_om為負載電流最大值，I_om=E_D/R_L；

            ω=2πf_c，f_c為載波頻率。

    對應(yīng)的等效電路拓撲見圖3（a）。

    2）工作模式2（t₁－t₂時間段）

    在此時間段，功率管S₁繼續(xù)導(dǎo)通，i_Lr1繼續(xù)增大。t₁時刻S₃關(guān)斷，集電極電流i₃從開關(guān)管S₃轉(zhuǎn)換到緩沖電容C₃，為C₃充電，C₃上的電壓從零開始上升，S₃實現(xiàn)零電壓關(guān)斷；同時，存儲在C₄上的能量通過C_r2，L_r2,C_E2回路放電，其等效電路拓撲如圖3(b)。從圖可看出，C₃充電回路與C₄放電回路參數(shù)相同。因此，在t=t₂時刻，v_C3=E_D，v_C4=0。充放電時間t₂₁為

    t₂₁=t₂－t₁=（2）

    3）工作模式3（t₂－t₃時間段）

    在t=t₂時刻D₄導(dǎo)通，為循環(huán)電流i_L2的續(xù)流提供通路，v_C4被箝位于零，即v_C4=0。若在i_L2=0之前，S₄的觸發(fā)信號到來，S₄實現(xiàn)零電壓開通。其等效拓撲如圖3(c)所示。

    4）工作模式4（t₃－t₄時間段）

    在t₃時刻S₄零電壓開通。循環(huán)電流i_L2繼續(xù)通過D₄續(xù)流，在t₄時刻續(xù)流完畢。續(xù)流時間t₄₁為

    t₄₁=t₄－t₁=－（3）

    其等效電路拓撲如圖3(d)。

    5）工作模式5（t₄－t₅時間段）

    t₄時刻后，S₄的集電極電流從零開始上升。電源E_D為負載提供能量。其等效電路拓撲如圖3(d)。

(a)    t₀－t₁

(b)    t₁－t₂

(c)    t₂－t₃ [!--empirenews.page--]

(d)    t₃－t₄

圖3    各種模式下的等效電路拓撲

    在t₅時刻，S₁關(guān)斷，緩沖電容C₁的存在，S₁實現(xiàn)零電壓關(guān)斷。t₅時刻之后，電路進入開關(guān)周期的下半周期，其工作模式同上。

2.3    電路特性討論

    1）主電路中不需要任何電壓/電流檢測裝置來實現(xiàn)開關(guān)管軟開通。

    2）由于開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)，所以逆變器的輸出電壓波形不會因為死區(qū)時間t_d的存在而發(fā)生畸變。

    3）不會因為同一橋臂的兩個二極管的反向恢復(fù)電流而導(dǎo)致橋臂直通。

    4）控制電路采用單極倍頻電壓控制信號，主電路在一個周期中各個時間段過渡時，僅有一個開關(guān)管的狀態(tài)發(fā)生改變，這就降低了在產(chǎn)生一定的脈波數(shù)時開關(guān)的動作次數(shù)，或者說用同樣的開關(guān)頻率可以把輸出電壓中脈波數(shù)提高一倍，這對減小開關(guān)損耗，提高逆變器的工作效率都是有好處的。

    5）在主電路的SPWM輸出電壓波形中，正向只有正電壓脈沖，負向只有負電壓脈沖，這對減小輸出濾波參數(shù)，提高輸出波形質(zhì)量是有好處的。

    由于單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器的超前橋臂控制信號與滯后橋臂的控制信號相差180°，所以超前臂的開關(guān)動作與滯后臂相對獨立。這為各橋臂上的驅(qū)動信號相差120°的，三相逆變器電感換流調(diào)頻軟開關(guān)技術(shù)的進一步研究，打下了較好的基礎(chǔ)。

3    主要參數(shù)設(shè)計

3.1    電感L_r1(L_r2)的設(shè)計

    由2.3的分析知

    ≥t_d（4）

    將式（1）代入式（4）并整理有

    L_r2≤(1－α)(1＋α－4f_ct_d)（5）

3.2    電容C_r1(C_r2)的設(shè)計

    由2.2的工作過程分析可知，在緩沖電容C₃及C₄充放電時間很短的情況下，圖1等效拓撲如圖4所示。

圖4    等效電路拓撲

    根據(jù)等效拓撲，有式（6）成立

    di₃/dt=（E_D－v_Cr2）/L_r2;dv_Cr2/dt=i_Lr2/C_r2(6)

    進一步得到i₃的最大值為

    i_3max=E_D/4f_cL_r2（1＋1/48f_c²L_r2C_r2）(7)

    由式(7)可知，為了盡可能最大限度向負載傳輸能量，集電極電流i₃應(yīng)盡可能大，所以，C_r2越小越好。然而C_r2太小諧振阻抗太大，續(xù)流時間太長，將影響驅(qū)動信號，開關(guān)管的占空比將嚴重丟失，輸出功率降低。為兼顧二者，在實際中一般取1/48f_c²L_r2C_r2≤0.1，所以

    C_r2≥5/24f_c²L_r2（8）

3.3    緩沖電容C₁(C₂，C₃，C₄)的設(shè)計

    當緩沖電容C₁太大時，充放電時間常數(shù)較長，若充放電時間大于死區(qū)時間t_d，將產(chǎn)生橋臂直通現(xiàn)象。為確保此現(xiàn)象不發(fā)生，所以緩沖電容取值不能太大。 [!--empirenews.page--]

    由式（2）有

    ≤t_d（9）

    當sinωt=1時i_L2最小，式（9）的左邊最大，將式（1）代入（9）有

    C₁≤t_d（10）

4    實驗波形及結(jié)語

    依據(jù)上述分析和參數(shù)設(shè)計，以圖1為主電路進行了實驗。具體線路參數(shù)為：開關(guān)頻率f=12.5kHz，主功率管選用1MBH60D-100型號的IGBT，調(diào)制比α=0.8，緩沖電容C₁=C₂=C₃=C₄=18nF，C_r1=C_r2=16.7μF，L_r1=L_r2=80μH，L_f=1.0mH，C_f=18μF，R_L=10Ω。圖5－圖8為實驗所得波形。

圖5    S₁（S₂）的驅(qū)動波形和管壓降波形

圖6    S₃（S₄）的驅(qū)動波形和管壓降波形

圖7    單極倍頻硬開關(guān)DC/AC逆變器的輸出電壓波形

圖8    單極倍頻軟開關(guān)DC/AC逆變器的輸出電壓波形

    圖5及圖6給出了主電路中開關(guān)管的管壓降和驅(qū)動信號的波形（圖中：1—驅(qū)動信號波形，2—開關(guān)管管壓降波形），圖7給出了硬開關(guān)DC/AC變換器的輸出電壓波形，圖8給出了軟開關(guān)DC/AC變換器的輸出電壓波形。

    由圖5及圖6可知在開關(guān)管的驅(qū)動信號到來之前，開關(guān)管兩端的壓降已為零，開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開通；驅(qū)動信號關(guān)斷后，開關(guān)管兩端的電壓還維持于零,開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

    由圖7及圖8可知在未實現(xiàn)軟開關(guān)時，主電路的輸出電壓波形質(zhì)量較差，并且有較大的“毛刺”（開關(guān)管在進行開關(guān)動作時產(chǎn)生），這些“毛刺”的存在將對電路自身和周圍其它電路和用電器產(chǎn)生嚴重的電磁干擾（EMI）；在加入軟開關(guān)電路后，輸出電壓波形質(zhì)量有了很大改善，并且無任何“毛刺”，較好地抑制了電磁干擾（EMI）。