矩陣式變換器設計中的干擾抑制技術

1    概述

    矩陣式變換器是一種強迫換相的交－交變換器，它由9個可控的雙向開關，利用PWM控制將交流供電電源直接變換成負載所需的變壓變頻電源，其結構如圖1所示。雙向開關使用兩個IGBT共集電極反向串聯(lián)，利用器件內(nèi)部的續(xù)流二極管以阻擋反向電壓，結構緊湊，方便簡單，開關損耗也較低。輸入側的L－C濾波器可有效減少輸入電流的開關頻率諧波。

圖1    矩陣式變換器的原理性結構圖

2    EMI分析

    矩陣式變換器是AC/AC直接變換，電網(wǎng)和負載會相互直接影響，電網(wǎng)的波動會直接對負載（如異步電機）產(chǎn)生干擾；用IGBT和反并聯(lián)二極管構成的雙向開關，以及它們的控制電路DSP和CPLD等高速集成電路，都存在著高的di/dt，它們通過線路或元器件的引線電感引起瞬態(tài)電磁噪聲，其頻率為幾千Hz，成為不可忽略的噪聲源；PWM調(diào)制技術在各種電力電子裝置中的廣泛應用，在它們的主功率電路中，通常會流過一系列的PWM功率脈沖，其重復頻率視應用場合可達幾千Hz，因而這些脈沖電流中所包含的諧波可以達到幾MHz乃至幾十MHz的范圍，而且它們產(chǎn)生的電磁噪聲強度很大；而周圍的設備和裝置也會輻射電磁波，它們也成為不可忽視的干擾源。這些干擾源通過傳導和輻射等方式對輸出和輸入電流、電壓產(chǎn)生影響，必須想辦法將其抑制或減少在可以接受的范圍之內(nèi)。

    世界各國對電氣設備的電磁兼容性均制定了相應的標準，特別是西歐，從1996年1月開始已強制嚴格執(zhí)行其標準，我國也有相應的標準和法規(guī)，因此，必須采用輸入濾波器減少矩陣式變換器產(chǎn)生的開關頻率諧波，本文重點介紹輸入濾波器的設計。

3    減少開關過程干擾

    為了保證開關之間的安全切換，同一相輸出的任意兩組開關不能同時導通，否則將造成輸入兩相短路而產(chǎn)生電流峰值；三相開關也不能同時斷開，否則就造成感性負載開路而感應高電壓。但實際所采用的半導體開關器件IGBT不可能達到理想的瞬時導通和關斷，在即將關斷的器件退出導通之前，即將導通的器件不能達到理想狀況的瞬時導通狀態(tài)，換流時無法避免短暫的開通重疊或關斷死區(qū)，因此，為了減少開關過程的干擾，安全的換流通常不能一步完成。

    四步安全換流的思想是盡量減少短路和開路的危險開關狀態(tài)。從開關S₁到開關S₂換流過程如圖2所示。

圖2    同一相負載兩組開關的換流示意圖

    當i_L>0時，四步開關順序是：關S_1n，開S_2p，關S_1p，開S_2n。

    當i_L<0時，四步開關順序是：關S_1p，開S_2n，關S_1n，開S_2p。

    可見，四步換流成功地構成了對兩個雙向開關的換向控制，既阻止了可能使電源發(fā)生短路的開關組合，又保證了在任意時刻給負載提供至少一條流通路徑，而且即將關斷的器件被即將開通的器件施以反壓時可以實現(xiàn)零電流開關，因此，采用四步換流方案可以減少50％的平均開關損耗。

    優(yōu)化開關順序是將開關順序設置為S₁，S₂，S₃，S₀，S₃，S₂，S₁，即采用半對稱PWM開關順序，采用優(yōu)化后的開關順序可以減少33％的平均開關損耗。

4    輸入濾波器設計

4.1    開關頻率諧波

    利用仿真和實驗的方法可以得到三相輸入電流的頻譜，可以比較仿真和實驗波形中開關頻率及其諧波的峰值及其位置，并以此作為濾波器設計的依據(jù)。

    利用Matlab仿真的輸出頻率為30Hz的輸入電流頻譜如圖3所示。圖4是實際的開關頻率為20kHz，功率為3.5kW的矩陣式變換器的未濾波的輸入電流頻譜?？梢姡诜抡婧蛯嶒灢ㄐ沃g有很多相關性，它們在開關頻率附近諧波成分很大。

圖3    仿真得到的輸入電流開關頻率附近頻譜

圖4    實驗得到的輸入電流開關頻率附近頻譜

    在矩陣式變換器驅(qū)動感應電機的系統(tǒng)中，電機啟動過程的電磁轉(zhuǎn)矩波形如圖5所示。由圖5可知，感應電機啟動時轉(zhuǎn)矩最大，由此產(chǎn)生的干擾電壓也最大。知道了干擾電壓的頻譜，可以開始設計滿足要求的輸入濾波器了。

圖5    電機啟動過程電磁轉(zhuǎn)矩波形圖

圖6    矩陣式變換器輸入濾波器等效電路圖 [!--empirenews.page--]

4.2    設計方法

    可以采用多相LC濾波電路或帶諧波選擇的單相LC濾波器，但顯然增加了系統(tǒng)的復雜性。本實驗采用單相的LC濾波電路來滿足設計要求。

    輸入濾波器的設計必須滿足截止頻率低于開關頻率，體積和重量應盡可能小，在濾波電感上的壓降應盡可能小，功率因數(shù)應盡可能大。為了減少對電網(wǎng)的干擾，矩陣式變換器要盡可能保證接近1的功率因數(shù)，因此，矩陣式變換器必須盡可能補償由引入輸入濾波器的延遲，因為電容是造成延遲的主要因素，所以輸入電流比輸入電壓有一個延遲角。為了確?？臻g矢量調(diào)制策略的正確執(zhí)行，我們設定π/6為最大的可以接受的延遲角。

    輸入濾波器設計根據(jù)圖6所示，矩陣式變換器看成是一個電流源，為了得到功率因數(shù)為1，必須盡可能確保輸入電流i_L和輸入電壓U_i同相。

    由圖6可得

    U_c=U_i－jωLi_L=（1）

    i_matrix=i_L－jωCU_c=i_L－jωC(U_i－jωLi_L)

    =i_L－ω²LCi_L－jωCU_i=i_L(1－ω²LC)－jωCU_i=（2）

    矩陣式變換器的延遲角（電流落后）限制為π/6，則

    －arctan＋arctan<（3）

    由式（3）可得

    C<i_L（4）

式中：ω_c=為濾波器截止角頻率。

    濾波器電感引起的電壓延遲可以忽略[5]，濾波器的截止頻率比電網(wǎng)頻率高一個數(shù)量級[6]，濾波器電容的最大值取決于輸入電流的峰值[7]或理想的輸出功率[8][9]。這些值在矩陣式變換器低輸入電流工作時尤為重要?？紤]到式（5）與式（6）

    arctan（5）

    =0（6）

則有

    C<5.6×10^－6i_L（7）

或

    C<P_out（8）

    C<11.6×10^－9P_out（9）

    利用基爾霍夫電流定理，得到電容電壓的脈動為

    （10）

    電容電壓波動在低的輸入/輸出電壓傳輸比和低的功率因數(shù)時變大。

    由式（9），當功率為3.3kW時，對電容的限制是C<38.3μF這里取5μF/630V。

    濾波器的截止頻率f_c應選擇在電網(wǎng)頻率（50Hz）和開關頻率（20kHz）之間，通常和電網(wǎng)頻率和開關頻率都有10倍關系，因此，這里我們?nèi)?i>f_c為1kHz左右。

    f_c=（11）

    根據(jù)上面確定的電容值，可以得到L的取值范圍，這里取L為5mH。

4.3    實驗驗證

    在設計好濾波器的參數(shù)后，通過實驗可以檢驗參數(shù)的選擇是否符合要求。

    滿載時電感上的最大電壓降為 [!--empirenews.page--]

    （12）

式中：U_n是額定輸入相電壓；

      I_n是額定輸入相電流。

    由計算可知，滿載時最大的電壓降為0.01％。

    加上濾波器后輸入電流的頻譜如圖7所示，可見輸入電流中基波含量占了絕對部分，開關頻率及諧波含量已經(jīng)明顯減少，而且由圖8可知輸入電流和電壓基本正弦且同相，因此，濾波器很好地實現(xiàn)了設計要求。

圖7    加濾波后輸入電流頻譜

（a）    輸入相電壓U_a波形圖

(b)    輸入相電流I_a波形圖

圖8    輸入電壓電流波形對照圖

5    結語

    電力電子設備的EMI污染越來越受到各方的關注，各國也相繼出臺了有關EMC的法規(guī)。矩陣式變換器（MC）作為一種極具優(yōu)勢的電能利用技術，也必須具有良好的EMC性能。電網(wǎng)的波動會對矩陣式變換器（MC）的工作產(chǎn)生影響，MC也會對電網(wǎng)產(chǎn)生污染，因此，必須采取措施減少開關過程干擾，并增加輸入濾波器。本文詳細地介紹了MC輸入濾波器的設計過程，仿真和實驗結果論證了這種設計的可靠性和實用性。