同步整流技術(shù)及其在DC/DC變換器中的應(yīng)用

摘要：同步整流技術(shù)是采用通態(tài)電阻極低的功率MOSFET來取代整流二極管，因此能大大降低整流器的損耗，提高DC／DC變換器的效率，滿足低壓、大電流整流的需要。首先介紹了同步整流的基本原理，然后重點闡述同步整流式DC／DC電源變換器的設(shè)計。

關(guān)鍵詞：同步整流；磁復(fù)位；箝位電路；DC／DC變換器

1    同步整流技術(shù)概述

    近年來隨著電源技術(shù)的發(fā)展，同步整流技術(shù)正在向低電壓、大電流輸出的DC／DC變換器中迅速推廣應(yīng)用。DC／DC變換器的損耗主要由3部分組成：功率開關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（FRD）或超快恢復(fù)二極管（SRD）可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產(chǎn)生大約0.6V的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電流可達20A。此時超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50％。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達到（18％～40％）PO，占電源總損耗的60％以上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DC／DC變換器提高效率的瓶頸。

    同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術(shù)。它能大大提高DC／DC變換器的效率并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區(qū)電壓。功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

    為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來一些專用功率MOSFET不斷問世，典型產(chǎn)品有FAIRCHILD公司生產(chǎn)的NDS8410型N溝道功率MOSFET，其通態(tài)電阻為0.015Ω。Philips公司生產(chǎn)的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技術(shù)制成的，其通、斷狀態(tài)可用邏輯電平來控制，漏－源極通態(tài)電阻僅為0.0155Ω。IR公司生產(chǎn)的IRL3102（20V／61A）、IRL2203S（30V／116A）、IRL3803S（30V／100A）型功率MOSFET，它們的通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，在通過20A電流時的導(dǎo)通壓降還不到0.3V。這些專用功率MOSFET的輸入阻抗高，開關(guān)時間短，現(xiàn)已成為設(shè)計低電壓、大電流功率變換器的首選整流器件。

    最近，國外IC廠家還開發(fā)出同步整流集成電路（SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一種專門用于驅(qū)動N溝道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依賴于初級側(cè)拓撲而單獨運行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、柵極驅(qū)動補償?shù)葟?fù)雜電路。IR1176適用于輸出電壓在5V以下的大電流DC／DC變換器中的同步整流器，能大大簡化并改善寬帶網(wǎng)服務(wù)器中隔離式DC／DC變換器的設(shè)計。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET，可提高變換器的效率。當(dāng)輸入電壓為＋48V，輸出為＋1.8V、40A時，DC／DC變換器的效率可達86％，輸出為1.5V時的效率仍可達到85％。

2    同步整流的基本原理

    單端正激、隔離式降壓同步整流器的基本原理如圖1所示，V1及V2為功率MOSFET，在次級電壓的正半周，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V1起整流作用；在次級電壓的負半周，V1關(guān)斷，V2導(dǎo)通，V2起到續(xù)流作用。同步整流電路的功率損耗主要包括V1及V2的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動損耗。當(dāng)開關(guān)頻率低于1MHz時，導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)地位；開關(guān)頻率高于1MHz時，以柵極驅(qū)動損耗為主。

圖1    單端降壓式同步整流器的基本原理圖

2.1    磁復(fù)位電路的設(shè)計

    正激式DC／DC變換器的缺點是在功率管截止期間必須將高頻變壓器復(fù)位，以防止變壓器磁芯飽和，因此，一般需要增加磁復(fù)位電路（亦稱變壓器復(fù)位電路）。圖2示出單端降壓式同步整流器常用的3種磁復(fù)位電路：輔助繞組復(fù)位電路，R，C，VDZ箝位電路，有源箝位電路。3種磁復(fù)位的方法各有優(yōu)缺點：輔助繞組復(fù)位法會使變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜化；R，C，VDZ箝位法屬于無源箝位，其優(yōu)點是磁復(fù)位電路簡單，能吸收由高頻變壓器漏感而產(chǎn)生的尖峰電壓，但箝位電路本身也要消耗磁場能量；有源箝位法在上述3種方法中的效率最高，但提高了電路的成本。

（a）輔助繞組復(fù)位電路        （b）R、C、VDZ箝位電路        （c）有源箝位電路

圖2    單端降壓式同步整流器常用的三種磁復(fù)位電路

    磁復(fù)位要求漏極電壓要高于輸入電壓，但要避免在磁復(fù)位過程中使DPA－Switch的漏極電壓超過規(guī)定值，為此，可在次級整流管兩端并聯(lián)一個RS、CS網(wǎng)絡(luò)，電路如圖3所示。該電路可使高頻變壓器在每個開關(guān)周期后的能量迅速恢復(fù)到一個安全值，保證UD>UI。當(dāng)DPA－Switch關(guān)斷時，磁感應(yīng)電流就通過變壓器的次級繞組流出，利用電容CS使磁感應(yīng)電流減至零。CS的電容量必須足夠小，才能在最短的關(guān)斷時間內(nèi)將磁感應(yīng)電流衰減到零；但CS的電容量也不能太小，以免漏極電壓超過穩(wěn)壓管的箝位電壓。電阻RS的電阻值應(yīng)在1～5Ω之間，電阻值過小會與內(nèi)部寄生電感形成自激振蕩。上述磁復(fù)位電路適用于40W以下的開關(guān)電源。

圖3    并聯(lián)RS、CS網(wǎng)絡(luò)的磁復(fù)位電路

2.2    磁復(fù)位電路的校驗

    當(dāng)輸入電壓為最小值或最大值時，要求磁復(fù)位電路都能按可控制的范圍將高頻變壓器準(zhǔn)確地復(fù)位。檢查磁復(fù)位情況的最好辦法是觀察DPA－Switch的漏極電壓波形。以圖3所示的磁復(fù)位電路為例，當(dāng)輸入電壓依次為72V、48V和36V時，用示波器觀察到3種磁復(fù)位波形分別如圖4所示。

（a）UIN=72V [!--empirenews.page--]

（b）UIN=48V

（c）UIN=36V

圖4    3種磁復(fù)位波形

    圖4（a）給出了當(dāng)輸入電壓為72V時的漏極電壓波形。在輸出整流管上并聯(lián)2.2nF的復(fù)位電容，可滿足滿載情況下的需要。初級繞組上的箝位電容取47pF。圖中的T表示開關(guān)周期，D為占空比，tON=DT為DPA－Switch的導(dǎo)通時間。在tON時間段，高頻變壓器的正向磁通量增大，漏極電壓達到最小值。在tRZ時間段高頻變壓器被復(fù)位，儲存在高頻變壓器中的全部能量接近于零，漏極電壓達到最大值。在tRN時間段，高頻變壓器的負向磁通量增大，此時復(fù)位電容和箝位電容向變壓器電感放電。在tVO時間段內(nèi)磁通量保持為負值，此時高頻變壓器初級繞組的電壓為零，這是因為漏極電壓與輸入電壓大小相等（都是72V）而極性相反，互相抵消了。在tVO時間段，負向磁感應(yīng)電流通過次級繞組。

    圖4（b）給出了當(dāng)直流輸入電壓為48V時的漏極電壓波形。隨著輸入電壓的降低，占空比開始增大。在tRZ及tRN時間段內(nèi)的情況與輸入電壓為72V時的情況相同，但在tVO時間段高頻變壓器中的能量接近于零。

    圖4（c）給出了當(dāng)輸入電壓為36V時占空比進一步增大的情況。由于漏極電壓在tRZ階段達到峰值，所以高頻變壓器的磁通量已復(fù)位到零。當(dāng)DPA－Switch開啟時它的漏極電壓在負向磁通區(qū)域內(nèi)。在正常工作情況下漏極電壓的峰值應(yīng)低于150V。這個漏極峰值電壓是由漏感和電感復(fù)位時所提供的。

2.3    箝位電路

    當(dāng)功率MOSFET由導(dǎo)通變成截止時，在開關(guān)電源的一次繞組上就會產(chǎn)生尖峰電壓和感應(yīng)電壓。其中的尖峰電壓是由高頻變壓器漏感（即漏磁產(chǎn)生的自感）而形成的，它與直流高壓UI和感應(yīng)電壓UOR疊加后很容易損壞MOSFET。為此，必須增加箝位保護電路，對尖峰電壓進行箝位或吸收。箝位電路分無源箝位、有源箝位兩種。無源箝位電路主要有以下4種設(shè)計方案：

    1）利用瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）和超快恢復(fù)二極管（SRD）組成的箝位電路；

    2）利用阻容元件和超快恢復(fù)二極管組成的R、C、SRD箝位電路；

    3）由阻容元件構(gòu)成RC吸收電路；

    4）由幾只高壓穩(wěn)壓管串聯(lián)而成的箝位電路，專門對漏－源電壓uDS進行箝位。

    上述方案中以1）的保護效果最佳，能充分發(fā)揮TVS響應(yīng)速度極快、可承受瞬態(tài)高能量脈沖之優(yōu)點，方案2）次之。鑒于壓敏電阻器（VSR）的標(biāo)稱擊穿電壓值（U1mA）離散性較大，響應(yīng)速度也比TVS慢很多，在開關(guān)電源中一般不用它構(gòu)成漏極箝位保護電路。

    有源箝位DC／DC變換器的電路如圖5所示。因電路中使用了有源器件MOSFET（V4）做箝位管，故稱之為有源箝位電路。CC為箝位電容，V3為主功率開關(guān)管。由圖5可知，當(dāng)V4導(dǎo)通時因uGS3=0而使V3關(guān)斷。當(dāng)V4關(guān)斷時uGS3使V3導(dǎo)通，就對由變壓器漏感產(chǎn)生的尖峰電壓起到了箝位作用。

圖5    有源鉗位DC／DC變換器的電路

3    16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的設(shè)計

    下面介紹一種正激、隔離式16.5WDC／DC電源變換器，它采用DPA－Switch系列單片開關(guān)式穩(wěn)壓器DPA424R，直流輸入電壓范圍是36～75V，輸出電壓為3.3V，輸出電流為5A，輸出功率為16.5W。采用400kHz同步整流技術(shù)，大大降低了整流器的損耗。當(dāng)直流輸入電壓為48V時，電源效率η=87％。變換器具有完善的保護功能，包括過電壓／欠電壓保護，輸出過載保護，開環(huán)故障檢測，過熱保護，自動重啟動功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過沖。

    由DPA424R構(gòu)成的16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的電路如圖6所示。與分立元器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡化電路設(shè)計。由C1、L1和C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾（EMI）濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。R1用來設(shè)定欠電壓值（UUV）及過電壓值（UOV），取R1=619kΩ時，UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。當(dāng)輸入電壓過高時R1還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。R3為極限電流設(shè)定電阻，取R3=11.1kΩ時，所設(shè)定的漏極極限電流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。電路中的穩(wěn)壓管VDZ1（SMBJ150）對漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復(fù)位。

圖6    16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的電路 [!--empirenews.page--]

    該電源采用漏－源通態(tài)電阻極低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏－源電壓UDS(max)=30V，最大柵－源電壓UGS(max)=±20V，最大漏極電流為9A（25℃）或7A（70℃），峰值漏極電流可達40A，最大功耗為2.5W（25℃）或1.6W（70℃）。SI4800的導(dǎo)通時間tON=13ns（包含導(dǎo)通延遲時間td(ON)=6ns，上升時間tR=7ns），關(guān)斷時間tOFF=34ns（包含關(guān)斷延遲時間td(OFF)=23ns，下降時間tF=11ns），跨導(dǎo)gFS=19S。工作溫度范圍是－55～＋150℃。SI4800內(nèi)部有一只續(xù)流二極管VD，反極性地并聯(lián)在漏－源極之間（負極接D，正極接S），能對MOSFET功率管起到保護作用。VD的反向恢復(fù)時間trr=25ns。

    功率MOSFET與雙極型晶體管不同，它的柵極電容CGS較大，在導(dǎo)通之前首先要對CGS進行充電，僅當(dāng)CGS上的電壓超過柵－源開啟電壓〔UGS(th)〕時，MOSFET才開始導(dǎo)通。對SI4800而言，UGS(th)≥0.8V。為了保證MOSFET導(dǎo)通，用來對CGS充電的UGS要比額定值高一些，而且等效柵極電容也比CGS高出許多倍。

    SI4800的柵－源電壓（UGS）與總柵極電荷（QG）的關(guān)系曲線如圖7所示。由圖7可知

    QG=QGS＋QGD＋QOD（1）

式中：QGS為柵－源極電荷；

      QGD為柵－漏極電荷，亦稱米勒（Miller）電容上的電荷；

      QOD為米勒電容充滿后的過充電荷。

圖7    SI4800的UGS與QG的關(guān)系曲線

    當(dāng)UGS=5V時，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（1）中不難算出，總柵極電荷QG=11.8nC。

    等效柵極電容CEI等于總柵極電荷除以柵－源電壓，即

    CEI=QG／UGS（2）

    將QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中，可計算出等效柵極電容CEI=2.36nF。需要指出，等效柵極電容遠大于實際的柵極電容（即CEI>>CGS），因此，應(yīng)按CEI來計算在規(guī)定時間內(nèi)導(dǎo)通所需要的柵極峰值驅(qū)動電流IG（PK）。IG（PK）等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時間，即

    IG=QG／tON（3）

    將QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可計算出導(dǎo)通時所需的IG(PK)=0.91A。

    同步整流管V2由次級電壓來驅(qū)動，R2為V2的柵極負載。同步續(xù)流管V1直接由高頻變壓器的復(fù)位電壓來驅(qū)動，并且僅在V2截止時V1才工作。當(dāng)肖特基二極管VD2截止時，有一部分能量存儲在共模扼流圈L2上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時，VD2續(xù)流導(dǎo)通，L2中的電能就通過VD2繼續(xù)給負載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過VD1和C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。C5為控制端的旁路電容。上電啟動和自動重啟動的時間由C6決定。

輸出電壓經(jīng)過R10和R11分壓后，與可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器LM431中的2.50V基準(zhǔn)電壓進行比較，產(chǎn)生誤差電壓，再通過光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，對輸出電壓進行調(diào)節(jié)。R7、VD3和C3構(gòu)成軟啟動電路，可避免在剛接通電源時輸出電壓發(fā)生過沖現(xiàn)象。剛上電時，由于C3兩端的電壓不能突變，使得LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高并通過R7給C3充電，C3上的電壓不斷升高，LM431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟動過程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達到3.3V的穩(wěn)定值。

4    結(jié)語

    在設(shè)計低電壓、大電流輸出的DC／DC變換器時，采用同步整流技術(shù)能顯著提高電源效率。在驅(qū)動較大功率的同步整流器時，要求柵極峰值驅(qū)動電流IG(PK)≥1A時，還可采用CMOS高速功率MOSFET驅(qū)動器，例如Microchip公司開發(fā)的TC4426A～TC4428A。