摘要：光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中通常使用寬輸入范圍的開關電源來為低壓微控制器、IGBT驅(qū)動器以及LCD供電。文中介紹了一種輸入范圍為120～800 V，輸出為20V／1A的開關隔離電源的設計方法，從而有效地解決了光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的供電問題。
關鍵詞：開關電源；PWM；變壓器；MOSFET
0 引言
根據(jù)《太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)研制技術協(xié)議》的規(guī)定，接入太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)的電池陣列在最強光照的情況下的開路電壓將不能超過750 V，最低不低于120 V。本文介紹的開關電源就是在120～750 V的輸入電壓范圍內(nèi)能穩(wěn)定地輸出，從而使太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)能在協(xié)議規(guī)定的輸入范圍內(nèi)穩(wěn)定地為低壓控制器、IGBT驅(qū)動器以及LCD供電，并使系統(tǒng)可靠地工作。
1 電路拓撲
本設計的電路拓撲結構如圖1所示，圖中，當VT1和VT2同時導通時，DC電源和變壓器初級組成回路，變壓器初級的電流上升，變壓器的磁通密度從初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw，并將能量存儲在變壓器中，這時，由于次級的二極管VD3的截止作用，使得變壓器不能向次級傳送能量；而當VT1和VT2同時關斷的時候，由于反激的作用，變壓器初級的電壓反向，鉗位二極管VD1和VD2導通，以把原邊繞組的反激電壓和開關管上的電壓鉗制在電源電壓Vdc。此時，存儲在變壓器的能量一部分向副邊傳遞，另一部分通過鉗位二極管返回給電容C1和C2。因而在反激時間內(nèi)，變壓器的磁通密度從峰值Bw下降到剩余磁通Br。經(jīng)過一段時間，VT1和VT2又同時開通，以進入下一個周期。整個電路通過連續(xù)地開關VT1和VT2，就可以得到穩(wěn)定的直流輸出。
由于實際電路的分布參數(shù)以及開關管VT1和VT2的屬性并非完全相同，所以，VT1和VT2不是完全同時開關。當VT1先關斷時，變壓器初級T1、VT2和VD2組成回路續(xù)流，而當VT2關斷時，變壓器儲存的能量將向次級傳送；同理，當VT2先關斷，變壓器初級T1、VT1和VD1將組成回路續(xù)流，并當VT1關斷時，變壓器存儲的能量向次級傳送。
與一般采用單管加控制芯片的開關電源不同的是，本設計采用了上下兩個MOSFET，這樣做的目的一是可以降低每個開關管上承受的電壓，二是兩個開關管不需要采用兩個控制芯片來控制，而只用一個PWM波就可以實現(xiàn)兩個開關管的同時開通和關斷。
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圖2所示是本設計的主電路圖，圖中，D1和D2主要防止由于反激電壓串入DC電源引起DC電壓波動，R1和R2取值相同，C1和C2的容值屬性均相同，這樣一方面可以平衡C1和C2上的電壓，另一方面可以降低C1的C2的耐壓。VT1和VT2共用一個驅(qū)動信號，故可實現(xiàn)同時開通和關斷。 R3為采樣電阻，該主電路采用的是峰值電流控制模式。VT4的作用主要是外加保護。輔助繞組的設計主要是為控制電路供電。次級整流二極管后加π型濾波器的效果要比只用電容濾波更好，R4為假負載，主要是防止開關電源的空載。R5，R6，tl431，pc817和R7共同組成反饋電路。
2 控制電路的設計
本設計采用SG6841高集成環(huán)保模式PWM控制器，該控制器采用電流模式(逐周期電流限制)的工作方式，可以實現(xiàn)軟驅(qū)動圖騰柱輸出的可調(diào)控的PWM波形，其輸出電壓可達18 V，足以同時驅(qū)動兩路MOSFET。本設計還在PWM輸出端設計了一個信號耦合變壓器，這樣可用同一個PWM信號來控制兩個MOSFET，使Q1和Q2同時開通和關斷，還可以實現(xiàn)驅(qū)動MOSFET信號的隔離。另外，該控制器也可以提供欠壓鎖定和過溫保護功能，當VDD小于10 V時，控制器內(nèi)部將鎖定，不再向外發(fā)送PWM波。
本設計采用負載繞組給控制芯片SG6841供電，從主電路可知，輔助繞組和次級繞組處在相同的工作方式下，這在設計變壓器的時候只要根據(jù)次級輸出就可以確定輔助繞組的設計。應當注意的是，在雙管反激電路中，兩個開關管中間有一個懸浮地，因而不能直接驅(qū)動，所以，這里采用變壓器隔離驅(qū)動方法來使VT1和VT2公用同一驅(qū)動信號。
圖3所示是本設計的控制芯片電路及驅(qū)動電路，圖中，R3接在直流電壓DC端主要用來啟動，當流入3腳的電流足夠啟動芯片的時候，芯片8腳Gate輸出PWM波，從而使主電路導通，電源開始工作。R4主要確定芯片輸出PWM波的頻率，R5和C5組成電流采樣的匹配網(wǎng)路。由于芯片采用逐周峰值電流工作方式，故在初級線圈電流達到峰值時，芯片將關斷PWM波，變壓器向次級傳送能量。
圖4所示是其系統(tǒng)中的輸入欠壓和輸出過壓保護電路。由于本開關電源設計采用了輸入過壓和輸入欠壓保護，故當輸入高于750 V或低于120V時，比較器的2腳電壓值會高于2．5 V或比較器的5腳會低于2．5 V，本設計采用精密可調(diào)線性穩(wěn)壓器TL431來產(chǎn)生2．5 V的基準源，并分別給比較器的3腳和6腳供電，這樣，在比較器的1腳或7腳就會產(chǎn)生低電平，Q5由于基級電壓過低而截止，線性光耦U5的發(fā)光二極管不能發(fā)光。這時，由于Q4S接到輸出儲能電容上，Q4C和Q4S不能組成通路，所以，加在Q4管的GS間的電壓Ugs為零，開關管Q4關斷，電源不能向后面負載供電，從而實現(xiàn)欠壓和過壓保護功能。[!--empirenews.page--]
3 電路變壓器的設計
采用兩個開關管串聯(lián)不會影響主電路中變壓器的設計，故可根據(jù)《開關電源設計指南》中相關介紹來計算變壓器參數(shù)，本設計選用TDK公司的PC40EE25高頻磁性材料作為鐵芯，變壓器的參數(shù)計算如下：
根據(jù)反激式變壓器的伏秒面積相等原理可知：
式中，Ac為有效磁芯面積，單位為cm2，Bmax為最大磁通密度，單位為G(高斯Wb／cm2)。
4 實驗結果
目前，筆者采用該技術成功地設計出了一種輸入范圍為120～800 V，輸出功率為20 W的輔助開關電源。
本設計采用直流120～800 V輸入，輸出單路為20 V／1 A，其實驗的工作頻率f為100 kHz，主變壓器選用PC40 EE25高頻磁芯，驅(qū)動隔離變壓器選用T57 R12．5x7．5x5高頻脈沖變壓器磁芯，主開關VT1和VT2選用APT 4M120K N溝道MOSFET，鉗位二極管VD1和VD2選用HER308肖特基二極管，整流二極管VD3選用CQ504，保護電路開關管VD4選用IRF9640 P溝道MOSFET。
5 結束語
實驗證明，由于本設計采用了反激式拓撲結構，因此，電路工作穩(wěn)定度好。這種結構的特點是整個電路使用元器件少，本身固有效率高(典型效率為80％)，采用單片開關控制，整體設計比較經(jīng)濟，又因為和主功率回路分開，從而避免了相互干擾，提高了可靠性。
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