電動(dòng)汽車(chē)新型超級(jí)電容能量管理系統(tǒng)設(shè)計(jì)

超級(jí)電容和電池組成的能量管理系統(tǒng)兼顧了超級(jí)電容的高功率密度及電池的高能量密度的優(yōu)點(diǎn),可以更好地滿(mǎn)足電動(dòng)汽車(chē)啟動(dòng)和加速性能的要求,提高電動(dòng)汽車(chē)制動(dòng)能量的回收效率，增加續(xù)駛里程。
1 系統(tǒng)總體概述
    超級(jí)電容、電池能量管理系統(tǒng)主要由BLDCM驅(qū)動(dòng)控制器和雙向DC-DC電路兩部分組成，系統(tǒng)框圖如圖1所示。

    圖1中，L、M1、M2組成雙向DC-DC電路，VT1～VT6組成三相逆變器，并采用一個(gè)高端負(fù)載開(kāi)關(guān)M3，在必要的時(shí)候控制母線和蓄電池的通斷。蓄電池母線電壓Vin=72 V，超級(jí)電容額定參數(shù)為165 F/48 V, 無(wú)刷直流電機(jī)參數(shù)為72 V/5.5 kW。電機(jī)運(yùn)行時(shí)，負(fù)載開(kāi)關(guān)M3導(dǎo)通，三相逆變器正常工作，雙向DC-DC不工作，系統(tǒng)能量來(lái)自蓄電池；電機(jī)能量回饋制動(dòng)時(shí)，母線電壓高于蓄電池電壓，并通過(guò)比較器C1信號(hào)觸發(fā)關(guān)斷負(fù)載開(kāi)關(guān)M3，雙向DC-DC工作在BUCK狀態(tài)，超級(jí)電容被充電；電機(jī)啟動(dòng)或大轉(zhuǎn)矩輸出時(shí)，雙向DC-DC工作在BOOST狀態(tài)，這種情況一般只持續(xù)數(shù)十秒。超級(jí)電容能量充足時(shí)，能保證BOOST輸出電壓高于母線電壓，負(fù)載開(kāi)關(guān)M3關(guān)斷。如果放電時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，由于超級(jí)電容不具有恒壓特性，隨著能量的消耗，其端電壓會(huì)不斷降低，對(duì)應(yīng)BOOST電路的輸出電壓也會(huì)相應(yīng)降低。當(dāng)輸出電壓值比母線電壓值小時(shí)，高端負(fù)載開(kāi)關(guān)M3導(dǎo)通，此時(shí)由蓄電池單獨(dú)為系統(tǒng)供電并關(guān)斷超級(jí)電容部分的雙向DC-DC電路。
2 系統(tǒng)工作原理及控制策略
2.1 雙向DC-DC原理
    本系統(tǒng)采用雙向DC-DC變換器的原因：(1)超級(jí)電容端電壓和蓄電池電壓不匹配；(2)超級(jí)電容不具有恒壓特性，由于與蓄電池電壓特性不一致，不能直接將兩者并接在一起。系統(tǒng)采用的超級(jí)電容額定電壓為48 V，蓄電池額定電壓為72 V，所以雙向DC-DC變換器的低端電壓為48 V，高端電壓為72 V。由于電壓變換范圍不大，不需要采用變壓器進(jìn)行電壓變換，直接采用PWM斬波即可實(shí)現(xiàn)。雙向DC-DC結(jié)構(gòu)如圖2所示。
    圖2中的雙向DC-DC變換器本質(zhì)上由基本的BUCK電路和BOOST電路結(jié)合而成[1]，將BUCK電路或者BOOST電路中的功率二極管用功率MOSFET替換即得到圖3所示的電路拓?fù)洹８鶕?jù)能量流向的不同，電路工作在BUCK降壓模式或BOOST升壓模式。
    在BUCK降壓模式中，M1管作為開(kāi)關(guān)管使用，驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)自PWM控制芯片；M2管作為二極管使用，且使用的是M2管的寄生體二極管，這時(shí)必須通過(guò)負(fù)壓可靠關(guān)斷M2才能實(shí)現(xiàn)電路的可靠運(yùn)行。設(shè)定電路工作在CCM模式，降壓模式下等效電路如圖3所示。圖3中箭頭表示為電壓、電流的方向，能量從V1流入V2，即超級(jí)電容的充電模式。t0～t1時(shí)間段表示M1開(kāi)通，t1～t2時(shí)間段表示M1關(guān)斷。設(shè)PWM周期為T(mén)，占空比為D，則M1開(kāi)通時(shí)間為DT，M1關(guān)斷時(shí)間為（1-D）T。根據(jù)電感伏秒平衡原理，電感L兩端伏秒值在一個(gè)周期中的平均值為0，則電感一個(gè)周期的伏秒平均值可由下式求得：
  

    在BOOST升壓模式中，M2管作為開(kāi)關(guān)管使用，驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)自PWM控制芯片；M1管作為二極管使用，且使用的是M1管的寄生體二極管，這時(shí)必須通過(guò)負(fù)壓可靠關(guān)斷M1才能實(shí)現(xiàn)電路的可靠運(yùn)行。設(shè)定電路工作在CCM模式，升壓模式下等效電路如圖4所示。圖中箭頭表示電壓電流的方向，能量從V2流入V1，即超級(jí)電容的放電模式。t0～t1時(shí)間段表示M2開(kāi)通，t1～t2時(shí)間段表示M2關(guān)斷。設(shè)PWM周期為T(mén)，占空比為D，則M2開(kāi)通時(shí)間為DT，M2關(guān)斷時(shí)間為（1-D）T。根據(jù)電感伏秒平衡原理，電感L兩端伏秒值在一個(gè)周期中的平均值為0，則電感一個(gè)周期的伏秒平均值可由下式求得：
    

    由于占空比0<D<1，式（2）表明V1>V2，即V2通過(guò)PWM斬波得到滿(mǎn)足電機(jī)工作要求的母線電壓V1。[!--empirenews.page--]
2.2 能量管理系統(tǒng)控制策略及工作模式
2.2.1 設(shè)計(jì)要求
    電動(dòng)汽車(chē)能量管理系統(tǒng)對(duì)安全性有很高的要求，應(yīng)滿(mǎn)足以下條件：
    (1)滿(mǎn)足剎車(chē)及加速的安全要求，符合駕駛員的習(xí)慣。通過(guò)找到電子剎車(chē)和機(jī)械剎車(chē)的最佳覆蓋區(qū)間，在確保安全的前提下，最大限度回收能量，具有能量回收系統(tǒng)的電剎車(chē)過(guò)程應(yīng)盡可能地與傳統(tǒng)剎車(chē)過(guò)程相似；在加速過(guò)程中，盡可能多釋放能量，保證汽車(chē)所需要的加速性能。
    (2)考慮能量管理系統(tǒng)及電機(jī)的性能，確保超級(jí)電容、電感、電機(jī)等元件在能量回饋及釋放過(guò)程中的安全，避免充電、放電電流過(guò)大或充電電壓過(guò)高而損害元件。
2.2.2 控制策略
    (1)能量回饋控制策略
    在滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求(1)的情況下，根據(jù)要求(2)的限制值確定最優(yōu)制動(dòng)力，使回收能量達(dá)到最大，即電流對(duì)時(shí)間的積分達(dá)到最大。為了與平常的剎車(chē)習(xí)慣相符合，采用電制動(dòng)操縱與機(jī)械制動(dòng)操縱復(fù)用制動(dòng)踏板。整個(gè)制動(dòng)踏板行程分為兩段，第一段行程為電制動(dòng)控制段，隨踏板下行，電制動(dòng)強(qiáng)度逐漸加強(qiáng)；第二段行程為機(jī)械制動(dòng)控制段，隨踏板下行，機(jī)械制動(dòng)強(qiáng)度逐漸加強(qiáng)。
    將各限制因素量化為當(dāng)前最大允許制動(dòng)力矩，并以此來(lái)限定電機(jī)的制動(dòng)力矩，從而保護(hù)系統(tǒng)的正常運(yùn)行。電制動(dòng)的限制因素主要來(lái)源電機(jī)及能量管理系統(tǒng)兩個(gè)方面，包括電機(jī)最大允許制動(dòng)轉(zhuǎn)矩，電機(jī)最大允許制動(dòng)功率，能量管理系統(tǒng)最大允許充電功率及能量管理系統(tǒng)最大允許充電電流。這些限定因素轉(zhuǎn)化為電機(jī)轉(zhuǎn)矩限制的具體策略為：

式中，各物理量均為正值；min()表示取最小值；max()表示取最大值，Pmmax表示電機(jī)最大允許制動(dòng)功率；Pbmax表示能量管理系統(tǒng)最大允許充電功率；Ibmax表示能量管理系統(tǒng)最大允許充電電流；Vb表示當(dāng)前能量管理系統(tǒng)的端電壓。能量管理系統(tǒng)的兩個(gè)限制因素及端電壓為可變量，取系統(tǒng)運(yùn)行的當(dāng)前瞬態(tài)值，由能量管理系統(tǒng)給出；電機(jī)發(fā)電效率及當(dāng)前電機(jī)轉(zhuǎn)速為可變量，取電機(jī)運(yùn)行當(dāng)前瞬態(tài)值，由電機(jī)控制系統(tǒng)給出。
    (2)能量釋放控制策略
    能量釋放控制策略的具體描述與能量回饋控制策略類(lèi)似，將各限制因素量化為當(dāng)前最大允許驅(qū)動(dòng)力矩，并以此來(lái)限定電機(jī)的驅(qū)動(dòng)力矩，從而保證系統(tǒng)的正常運(yùn)行。
3 雙向DC-DC控制方法
    雙向DC-DC控制方法采用電壓、電流雙閉環(huán)控制[2]，其中電壓環(huán)是外環(huán)，通過(guò)TL431和光耦實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓的閉環(huán)控制；電流環(huán)是內(nèi)環(huán)，采用對(duì)峰值電流進(jìn)行閉環(huán)控制的方法。峰值電流控制不僅響應(yīng)速度快，而且具備限流保護(hù)功能，可以提高系統(tǒng)的可靠性。峰值電流控制的基本原理如圖5所示。圖5(a)所示為BUCK模式下峰值電流控制原理，而B(niǎo)OOST模式下峰值電流控制原理與其類(lèi)似。圖中，參考電壓Vref與變換器輸出電壓V(t)相減所得的誤差信號(hào)經(jīng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)放大后作為PWM調(diào)制器的調(diào)制信號(hào)，將電流取樣信號(hào)is(t)Rf作為載波信號(hào)。每個(gè)開(kāi)關(guān)周期之初，由時(shí)鐘脈沖置位RS觸發(fā)器，開(kāi)關(guān)器件M1導(dǎo)通，之后電感電流逐漸增加，如圖5(b)所示。當(dāng)檢測(cè)到電流信號(hào)is(t)Rf大于調(diào)制信號(hào)ic(t)Rf時(shí)，比較器反轉(zhuǎn)并復(fù)位RS觸發(fā)器，使得功率管開(kāi)關(guān)被關(guān)斷，電感電流通過(guò)續(xù)流管續(xù)流。圖5(b)所示為兩種電感、電流增長(zhǎng)斜率情況下的PWM占空比變化波形。圖中波形表明，當(dāng)電感、電流增長(zhǎng)快（斜率大），即大負(fù)載輸出時(shí)（對(duì)超級(jí)電容充電而言，是充電初始時(shí)刻，電路近于短路狀態(tài)），電流很快達(dá)到峰值，電路也很快進(jìn)入峰值電流控制狀態(tài)，表現(xiàn)在PWM輸出波形的占空比變??；反之，PWM輸出波形占空比變大。

4 雙向DC-DC的硬件設(shè)計(jì)
    本設(shè)計(jì)中采用雙閉環(huán)的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)電流、電壓的控制，控制芯片使用TI公司的UCC3803A。UCC3803A內(nèi)部的一個(gè)誤差放大器和電流放大器，可以方便組建電流、電壓雙閉環(huán)。在實(shí)際使用中，為了具有更快的響應(yīng)速度，可略去誤差放大器，使用電壓調(diào)整器TL431和光耦PC817構(gòu)成電壓反饋。電流環(huán)通過(guò)使用LEM公司的電流傳感器LAH 100-P來(lái)組建。BUCK控制電路如圖6所示，而B(niǎo)OOST控制電路原理與其類(lèi)似，只是電流方向和開(kāi)關(guān)管的位置有所改變。IS1是來(lái)自LEM霍爾電流傳感器LAH 100-P輸出的電壓測(cè)量信號(hào)，該電流信號(hào)進(jìn)入電流反饋端，即圖6中的ISEN端。V48來(lái)自功率部分的輸出，由于TL431最大只能穩(wěn)壓到36 V，故需要對(duì)經(jīng)典TL431穩(wěn)壓電路進(jìn)行部分修改，使其能滿(mǎn)足48 V穩(wěn)壓要求，故在TL431的3腳(即K極)引入24 V穩(wěn)壓管，TL431的端電壓約為24 V，在安全工作區(qū)內(nèi)，能正常起穩(wěn)壓作用。PC817實(shí)現(xiàn)電氣上的隔離，并通過(guò)輸出電壓Vce穩(wěn)壓，當(dāng)超級(jí)電容電壓接近48 V時(shí)，PC817輸出電流Ic增大，則Vce減小，進(jìn)入U(xiǎn)CC3803的2腳VFB補(bǔ)償端的信號(hào)也會(huì)減小，相應(yīng)地PWM輸出占空比也減小；當(dāng)超級(jí)電容電壓超過(guò)48 V時(shí)，UCC3803補(bǔ)償端1腳拉低，PWM關(guān)斷，起到過(guò)壓保護(hù)的作用，這時(shí)電路將在48 V維持動(dòng)態(tài)平衡。

      本系統(tǒng)目前正在進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，運(yùn)行穩(wěn)定、能量回饋及釋放性能良好。

參考文獻(xiàn)
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