有很多電子產品需要扁平(Low-profile)而小型的交流對直流(AC-DC)電源設計，例如平面顯示器、機架式電腦設備、電信及航空的底盤安裝式設備等。然而，即使對一個相當有經驗的電源設計人員來說，要在一個扁平且體積小的器件內實現最大化的AC-DC電源效率，也不是一件容易的事;更何況在給定時間內，這類設備須為負載提供數百瓦的功率，因而帶來更大的設計挑戰(zhàn)。
舉例來說，1U機架式應用中采用的典型12伏特(V)、300瓦(W)電源有尺寸上的限制，最大高度不得超過1.75寸(44.45毫米)，并要包含一個或多個風扇以進行強制空氣冷卻。但對于高度限制小于1U的系統(tǒng)，強制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂且表面積大的薄型散熱器來實現散熱管理。因此，最大效率的AC-DC電源設計顯得非常重要，因為其對縮小散熱器的尺寸與成本、提高設計的整體可靠性有直接影響。
助力AC-DC電源設計 BCM/CCM PFC各有妙用
在大多數功率位準工作的情況下，AC-DC電源需要某些類型的主動式功率因數校正器(PFC)。不過，是否需要PFC，必須取決于幾個考量，包括功率位準、終端應用、設備類型和地理位置等;此外，通常還須符合EN6100-3-2或IEEE 519等規(guī)范的要求才能決定。
對于AC-DC電源設計，一般會把一個非隔離且離線的升壓預調節(jié)器(Pre-regulator)當作PFC使用，其中，直流輸出電壓做為下游隔離直流對直流(DC-DC)轉換器的輸入。由于這兩個轉換器是彼此串連的，故總體系統(tǒng)效率ηSYS將是每個轉換器效率的乘積：
¨¨¨¨方程式1
由方程式1可見，在選擇最佳電源拓撲及兩個轉換器的控制技術時，必須要謹慎且全面考慮，其中有兩種PFC控制技術，第一種具有許多高效特性的系統(tǒng)解決方案是結合交錯式雙邊界導通模式(BCM)PFC，另一種則為連續(xù)導通模式(CCM)PFC。
以BCM PFC模式而言，須搭配一個非對稱半橋(AHB)隔離式DC-DC轉換器，其須用到一個帶有自驅動(Self-driven)同步整流器(Synchronous Rectifier, SR)的倍流整流器次級端(Current Doubler Rectifier Secondary)。特別是對于300瓦～1仟瓦(kW)范圍的PFC來說，應考慮選擇BCM PFC，因為在相似的功率位準下，BCM PFC的效率高于CCM PFC控制技術。其以一種可變頻率控制演算法為基礎，在這種演算法中，兩個PFC升壓功率級彼此有同步180度的異相。
此外，由于BCM PFC具備有效的電感漣波電流消除，電磁干擾(EMI)濾波器和PFC輸出電容中常見的高峰值電流得以減小，并使輸出PFC大電容受益于漣波電流消除，進而讓流經等效串連電阻(ESR)的交流RMS電流減小。不僅如此，由于升壓金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)在依賴交流線的零電壓開關(ZVS)下關斷，并在零電流開關(ZCS)下導通，故可進一步提高效率，而對于350瓦的交錯式BCM PFC設計，則可去掉MOSFET散熱器，如圖1所示。
圖1 12伏特、300瓦的小型通用AC-DC電源
另一方面，CCM PFC設計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關的開關損耗的影響，而開關損耗與輸入電流及線電壓成比例。藉由在零電流時關斷交錯式BCM升壓二極體，可避免反向恢復損耗，因而可以使用成本低廉的快速恢復整流二極體，而且在某些情況下不須搭載散熱器。
不過，對于CCM PFC設計，反向恢復損耗是無可避免的，為解決此一問題，通常會在二極體兩端采用RC緩沖器(但這樣做會降低效率)，或者是采用較高性能的碳化矽二極體(會增加相關成本)。
[!--empirenews.page--]打造隔離式DC-DC轉換器 LLC/AHB拓撲廣獲青睞
在整個AC-DC電源設計中，隔離式DC-DC轉換器設計是一個重要環(huán)節(jié)，而半橋則是針對此設計一個很好的拓撲選擇，因為它有兩個互補驅動的初級端MOSFET，且最大汲極源極電壓(Drain-to-source Voltage)受限于所加的直流輸入電壓。其中，半橋拓撲有兩種衍生產品，即半橋諧振(LLC)和AHB，兩種都已被廣為采用，部分原因是因為可取得專用于這些拓撲的功率管理控制IC。
首先，LLC藉由可變頻率控制技術，利用與功率級設計相關的寄生元素來實現ZVS切換。不過，由于經調節(jié)的直流輸出只使用電容濾波，這種拓撲最適合的是輸出漣波較低、輸出電壓較高的應用，對于離線DC-DC應用，一般規(guī)則是當輸出電壓大于12伏特直流電時，最好選擇LLC。
另外，對于300瓦、12伏特DC-DC轉換器，AHB則成為一種高效率的選擇，其采用固定式的頻率控制方法，由于初級電流決定于變壓器的初級電壓，故可為兩個初級MOSFET的ZVS提供必要條件。同時，利用AHB實現ZVS能力的前提類似于LLC，也須取決于對電路寄生元素的透徹了解，例如變壓器漏電感、繞組電容(Winding Capacitance)和分立式功率器件的結電容等。
運用固定頻率方案簡化SR工作
相較于LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大幅簡化次級端自驅動SR的工作，使其閘極驅動電壓很容易由變壓器次級端推算出來。此時增加一個低端MOSFET驅動器，如圖2所示的雙路4安培(A)FAN3224驅動器，就可以精確給出流經MOSFET米勒平坦區(qū)的電平轉換和高峰值驅動電流，從而確保快速高效的SR開關轉換。
圖2 帶倍流整流器的自驅動同步整流(SR)示意圖
圖2的倍流整流器可用于任何雙端電源拓撲和大DC電流應用，它具有好幾個突出的特性。第一，其次級端由一單一繞組構成，可簡化變壓器的結構。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個電感器上，故大電流流入次級端而產生的功耗會得到更有效的分布。第三，作為工作周期(D)的函數，兩個電感漣波電流彼此抵消后，兩個電感電流將擁有相當于兩倍開關頻率的視頻率(Apparent Frequency)，故可允許更高的頻率，且流入輸出電感的峰值電流更低。
最后，在對稱轉換器(推挽式、半橋、全橋)中，每一個倍流電感都可攜帶一半的輸出電流，而AHB則不盡然，且加在次級端整流器上的非對稱電壓也可能是AHB的缺點之一。當AHB在其限值工作周期為0.5附近工作時，載入的SR電壓幾乎可達到匹配。
然而，更合理的方案是通過對變壓器的匝數比進行設計，使工作周期在額定工作期間保持在0.25<工作周期<0.35的特定范圍內。當工作周期在此范圍內時，如圖2所示，Q1和Q2之間的電壓應力，以及載入L1和L2兩端的電壓會變得不均衡，導致L1和L2之間的電流分布不均勻，必須考慮到每一個SR MOSFET的額定電壓。
有鑒于此，可以采用電感值不相等的L1和L2，以及額定電壓不同的SR MOSFET來優(yōu)化設計，而變壓器的匝數比也可以是非對稱的;只不過，使用這些技術須對所有工作條件下的電路行為有深入的了解。
材料/元件細評估 效率/尺寸可兼顧
值得注意的是，表1所示的規(guī)格可說明上述解決方案的可行性，但是須采用一個交錯式雙BCM PFC升壓預調節(jié)器來滿足此一設計，預調節(jié)器之后是一個帶自驅動SR的非對稱半橋DC-DC轉換器，如圖1所示。
其實，表1的規(guī)格是對AC-DC電源設計要求的簡單結論，主要設計目標包括盡可能在寬范圍內獲得最大的效率，并實現最小型的電源設計及散熱器尺寸。若要在寬負載范圍內獲得最大的效率，須對每一個功率級的材料和元件選擇進行仔細的考慮，尤其是在磁性設計方面，由于交錯式BCM PFC的頻率可能高達數百kHz，且變化多達10：1，故升壓電感必須是客制化設計的。[!--empirenews.page--]舉例來說，采用適當等級的等效多股絞合線(Litz Wire)可減小交流損耗，而交流損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。因此，應該采用適合高頻工作的間隙(Gapped)鐵氧體材料，如選擇EPCOS公司的N87材料制作薄而扁平的EFD30鐵氧體磁芯組，其測得的PFC效率如圖3所示。
圖3 AC-DC電源設計搭載交錯式BCM PFC測得的效率(100%=330瓦)
對于300瓦的扁平型AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個水平磁芯的結構，包括初級端繞組以串連方式連接;次級端繞組以并連方式連接。不過，該方案必須使用兩個變壓器，因為每個磁芯的橫截面積(Ae)差不多是避免飽和所必需的150平方毫米的一半，而要在一個高不到20毫米的小型元件上設計出橫截面積為150平方毫米的傳統(tǒng)形狀磁芯，是一件不可能的事情。因此，類似于BCM PFC電感設計，該方案也采用絞合線和高頻鐵氧體磁芯材料來保持高效率。
最后一個重要設計步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍內，對于ZVS的要求，需要某些特定的漏電感值;而對于自驅動SR，則需要調節(jié)時序延遲。在本設計中因變壓器產生的有效泄漏被優(yōu)化為7μH，也就是總體有效磁性電感的1.5%，300瓦AHB DC-DC轉換器測得的效率結果如圖4所示。
圖4 AHB 390伏特到12伏特/25安培DC-DC測得的效率(100%=300瓦)
降低導通損耗成關鍵 BCM/AHB控制器助陣
以圖4測得的滿負載效率而言，主要由轉換器功率級的導通損耗來決定，因此，在這些條件下，幾乎沒有一種控制器可提供幫助。不過，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術可以考慮。例如快捷(Fairchild)半導體推出的一款交錯式雙BCM PFC控制器FAN9612，其利用一個內部固定的最大頻率箝制來限制輕載下和AC輸入電壓過零點附近的與頻率相關的輸出電容(Coss)MOSFET開關損耗。
值得注意的是，在AC線電壓部分輸入電壓(VIN)>輸出電壓(VOUT)的二分之一期間，也可采用谷底開關技術(Valley-switching Technique)來感測最佳的MOSFET導通時間，進一步降低輸出電容的電容性開關損耗;而當VIN 此外，FAN9612還導入一種自動相位管理功能，進一步提高輕載效率。這種功能可把雙通道工作降至單通道工作模式，而相位管理則有助于提高輕載效率的效益，如圖3所示，在10%<20%時，效率曲線看起來更加平坦。加上單通道工作模式可把開關損耗對輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當負載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉換到雙通道工作模式時的情況。右圖記錄的則是負載從滿載降至12%(42瓦)時，雙通道轉換到單通道工作模式時的情況。 <20%時，效率曲線看起來更加平坦。加上單通道工作模式可把開關損耗對輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當負載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉換到雙通道工作模式時的情況。右圖記錄的則是負載從滿載降至12%(42瓦)時，雙通道轉換到單通道工作模式時的情況。>
圖5 PFC相位管理比較圖
另一方面，AHB隔離式DC-DC轉換器的實現方案可采用AHB控制器FSFA2100來實現。舉例來說，導入FSFA2100于單一的九腳功率半導體系統(tǒng)封裝(SiP)中，其能整合脈沖寬度調變(PWM)控制、閘極驅動功能及內部功率MOSFET等功能。此種先進的整合度讓設計人員可藉由較少的外部元件，進一步獲得高達420瓦的極高效率。
值得注意的是，把這三大關鍵功能整合在單一封裝中，可避免對ZVS所需死區(qū)時間(Dead Time)的可編程設計任務，并把內部驅動器與MOSFET之間的閘極驅動寄生電感減至最小。不過，SiP功率封裝中的功耗大部分源于內部MOSFET的開關，因此需要一個扁平的擠壓式散熱器，尤其是對無強制空氣冷卻的300瓦設計，更是如此。[!--empirenews.page--]設計環(huán)節(jié)緊密扣連 高效率AC-DC電源誕生
總體而言，以本文所舉的設計案例，AC-DC的整體系統(tǒng)包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯式BCM PFC和AHB隔離式DC-DC轉換器，所獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120伏特交流電(VAC)時，該設計的峰值效率為91%;Vin=230伏特交流電時為92%;Vin=120VAC或230VAC，以及POUT>38%(114瓦)時，大于90%。
圖6 AC-DC電源總體系統(tǒng)效率
其中，包括磁性元件設計、功率半導體選擇、印刷電路板(PCB)布局、散熱器選擇及控制器特性等所有條件都必須協(xié)同工作，才能成功實現一個在大負載范圍內可獲得高效率的扁平且小型AC-DC電源設計。
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