基于SVPWM的三相混合開關(guān)電流型整流器的優(yōu)化控制策略研究

傳統(tǒng)的大功率整流器在從電網(wǎng)取電時(shí)，由于大功率電子器件的作用以及無功元器件的影響，大量的諧波電流被注入到電力系統(tǒng)，使電網(wǎng)中的諧波水平逐年增高。諧波對從電網(wǎng)取電的其他設(shè)備將會造成一些嚴(yán)重的威脅。為解決大功率變流裝置對電網(wǎng)的干擾：一是加接濾波器來提供諧波電流的通路；另外一個(gè)更加有效的方法是增加整流相數(shù)，即增加整流電壓的脈波數(shù)，如多脈波整流橋和PWM整流橋等。
  
 三相PWM整流器通過將網(wǎng)側(cè)電流或電壓調(diào)制成高頻的PWM脈沖波，經(jīng)濾除網(wǎng)側(cè)電流的高頻諧波及其倍頻諧波，其網(wǎng)側(cè)諧波失真率完全可以達(dá)到國家安全標(biāo)準(zhǔn)。圖1是三相PWM電流型整流器[2]，大功率條件下電路需使用大功率開關(guān)管，如IGBT、IGCT、IECT等可控高頻開關(guān)管來實(shí)現(xiàn)。但這些管子價(jià)格昂貴，后兩者目前只有少數(shù)國外公司能生產(chǎn)，故不能廣泛應(yīng)用。 
   
處于研究領(lǐng)域的三相混合開關(guān)PWM電流型整流器如圖2所示。該電路的輸出電壓具有降壓特性；網(wǎng)側(cè)電流諧波分量?。浑娐返妮敵鰝?cè)電感使電路更穩(wěn)定安全；使用晶閘管使該電路具有成本優(yōu)勢。該電路可適用于電機(jī)驅(qū)動和金屬熱處理工業(yè)。

圖1 傳統(tǒng)的三相PWM電流型整流器 圖2 三相混合開關(guān)PWM電流型整流器

1  電路拓?fù)?br />    
三相混合開關(guān)PWM電流型整流器相比較傳統(tǒng)的三相PWM電流型整流器[3][4]，具有以下特點(diǎn)：在整流橋部分使用6個(gè)晶閘管替代了6個(gè)IGBT；僅使用一個(gè)開關(guān)管（如IGBT）與晶閘管整流橋串聯(lián)，IGBT能強(qiáng)制關(guān)斷整流橋中已導(dǎo)通的晶閘管，這樣可使晶閘管整流橋具有脈寬調(diào)制的能力。由于晶閘管沒有擎住效應(yīng)限制，其電流特性比IGBT好，而且其導(dǎo)通壓降也小于IGBT，可提高電路的效率。圖2中IGBT關(guān)掉后，晶閘管由導(dǎo)通恢復(fù)到正向阻斷狀態(tài)需要一定的時(shí)間[5],故晶閘管的關(guān)斷特性將限制電路的工作頻率。為提高工作頻率來減小濾波器的體積和成本，必須減小晶閘管關(guān)斷恢復(fù)時(shí)間TOFF，或者優(yōu)化控制策略來分配給晶閘管更多的關(guān)斷時(shí)間。為縮減TOFF，可以給已開通的晶閘管提供反壓來加速其反向恢復(fù)過程，如圖3所示的系統(tǒng)框圖，增加了反壓電路網(wǎng)絡(luò)（Q2和Umax）以及控制電路驅(qū)動電路。反壓網(wǎng)絡(luò)只需提供給晶閘管反向恢復(fù)電流，所以普通功率等級的開關(guān)管即可滿足Q2的要求。提供反壓的電壓源Umax 是通過工頻變壓器將網(wǎng)側(cè)電壓升壓，再經(jīng)二極管整流橋整流后加到穩(wěn)壓電容上，經(jīng)濾波得到。

圖3 增加反壓電路的混合開關(guān)PWM電流型整流器

2電流型空間矢量控制策略 [!--empirenews.page--]
   
三相混合開關(guān)PWM電流型整流器采用空間矢量控制（SVPWM）[6][7] [8]來實(shí)現(xiàn)。電流型空間矢量控制能充分利用DSP芯片的中斷功能，使得PWM控制波形的發(fā)生和控制方案的實(shí)現(xiàn)大為簡化。圖4所示為三相電流型整流器的電流矢量以及相應(yīng)的坐標(biāo)軸。SVPWM調(diào)制方式使用圖4中的九個(gè)電流矢量來合成所需要的參考電流矢量I*。

圖4 三相電流型整流器的電流矢量

給定一個(gè)參考矢量I*（如圖4），可基于式(1)~ 式(4)用I1和I6矢量合成，其中T1T6T0是I1I6和I7矢量的作用時(shí)間，Ts是開關(guān)周期，m是調(diào)制比，可得到零矢量作用時(shí)間T0。在傳統(tǒng)的空間矢量控制中[9]，T0被平均分配到I1和I6之間，提供給晶閘管的關(guān)斷時(shí)間為T0/2，如圖5所示。電路的最高工作頻率fS由式(5)決定。

圖5 SVPWM中各矢量的時(shí)序圖

3  優(yōu)化的電流型空間矢量控制策略
   
為提高控制系統(tǒng)分配給晶閘管的關(guān)斷時(shí)間，以下對電路的開關(guān)過程進(jìn)行分析。圖4所示的扇區(qū)I中，當(dāng)-π/6<α<0時(shí)，網(wǎng)側(cè)電容電壓VA’<VC’：S1將關(guān)斷向S5換流，如果S1沒有恢復(fù)到正向阻斷狀態(tài)，此時(shí)S5的管壓降為正；給S5門極驅(qū)動脈沖，S5承受正壓自然開通，而S1承受反壓強(qiáng)制關(guān)斷。理論上S1向S5換流需要的時(shí)間可以為0。S5將關(guān)斷向S1換流，如果S5沒有恢復(fù)到關(guān)斷狀態(tài)，S1承受反壓；此時(shí)給S5門極脈沖也不能驅(qū)動開通S5，即S5向S1換流失敗。所以S5向S1換流時(shí)，需要的零矢量時(shí)間T0_2至少不可小于TOFF。對于特殊情況VA’=VC’，需通過設(shè)置特定的開關(guān)頻率來避免，能保證換流時(shí)只有以上兩種情況。故在晶閘管非自然換流條件下，滿足反向恢復(fù)時(shí)間大于TOFF，即可保證晶閘管之間正常換流，電流型空間矢量能正常進(jìn)行。電路中的最小零矢量時(shí)間不小于TOFF，電路的最高工作頻率fS由式（6）決定。

   
令關(guān)斷時(shí)間TOFF=41.67μs，調(diào)制比m=0.9，由傳統(tǒng)的電流型空間矢量控制式(5)得到工作頻率為1.2kHz；而優(yōu)化的電流型空間矢量控制式(6)得到工作頻率為2.4kHz。以扇區(qū)I為例，優(yōu)化的空間矢量條件下，各矢量的時(shí)序分配如圖6所示。開關(guān)周期0<α≤α2內(nèi)，晶閘管強(qiáng)制換流時(shí)刻α=α1，晶閘管S5承受最小反壓值。根據(jù)式(7)， 代入m=0.9，TS=416.7μs后得到α1≈0.072。由式(8)計(jì)算出晶閘管最小反壓值VAC’。電容電壓峰值VS≈311V，則VAC’≈38.75V。理論上滿足晶閘管加反壓關(guān)斷的條件。  [!--empirenews.page--]
  
以下是扇區(qū)間換流的情況。圖7所示為扇區(qū)I到扇區(qū)Ⅱ的矢量分配圖。圖中在非自然換流時(shí)，晶閘管的關(guān)斷時(shí)間為TOFF；在自然換流時(shí)，晶閘管承受的反壓遠(yuǎn)大于最小反壓值38.75V。即能保證電路優(yōu)化后的電流型空間矢量正常進(jìn)行。

圖6 優(yōu)化SVPWM扇區(qū)I內(nèi)的矢量時(shí)序圖 圖7 優(yōu)化SVPWM中扇區(qū)I到扇區(qū)Ⅱ的矢量時(shí)序圖

4 仿真結(jié)果
   
對三相混合開關(guān)PWM電流型整流器使用優(yōu)化空間矢量控制策略進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真電路的功率為300kW，直流側(cè)電流為700A；網(wǎng)側(cè)濾波器諧振頻率為750Hz，濾波交流電感為100μH，等效串聯(lián)電阻為0.047Ω，網(wǎng)側(cè)三相濾波電容為450μF，則濾波器的品質(zhì)因數(shù)約為10；電路的工作頻率為2.4kHz。

圖8 優(yōu)化控制策略的網(wǎng)側(cè)電流波形：（a）相網(wǎng)側(cè)PWM電流波形；（b）各相網(wǎng)側(cè)電流波形

   
圖8為網(wǎng)側(cè)電流波形。對網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行傅里葉分析，圖8(b)中網(wǎng)側(cè)電流Isa的THD≈11.66%，各次諧波分量列于表1。5次到19次諧波由濾波器諧振放大，49次和53次為開關(guān)頻率及其邊頻諧波。通過增加諧振吸收電路來濾除低次諧波，網(wǎng)側(cè)電流如圖9所示。

圖9 (a)吸收17次諧波后的網(wǎng)側(cè)電流波形；（b）吸收5次、11次和17次諧波后的網(wǎng)側(cè)電流波形

圖10 傳統(tǒng)控制策略的網(wǎng)側(cè)電流波形:(a)a相網(wǎng)側(cè)PWM電流波形；（b）a相網(wǎng)側(cè)電流電壓波形

   
圖9(a)中，濾除17次電流諧波后，網(wǎng)側(cè)電流Isa的THD≈9.21%。圖9(b)中同時(shí)諧振吸收5次、11次和17次電流諧波后，Isa的THD≈5.89%。比較傳統(tǒng)的電流型空間矢量來分配網(wǎng)側(cè)電流脈沖，在相同的晶閘管關(guān)斷時(shí)間和電路調(diào)制比條件下，電路的最高工作頻率為1.2kHz。使用相同的電路拓?fù)鋮?shù)進(jìn)行仿真，網(wǎng)側(cè)電流波形如圖10所示。由于網(wǎng)側(cè)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率太接近于電路的工作頻率，故開關(guān)頻率及其邊頻的諧波不易濾除。圖10(b)中最大諧波分量是基波的26.71%；網(wǎng)側(cè)電流Isa的THD≈33.2%。要減小THD需要增加網(wǎng)側(cè)濾波電感；另外開關(guān)頻率降低一半后，直流側(cè)濾波效果要到達(dá)原來的要求，濾波電容不變時(shí)，需要4倍原來的直流濾波電感。由仿真可見，通過優(yōu)化空間矢量來提高開關(guān)頻率，可減小濾波電感和電容，降低整體系統(tǒng)的體積和成本；雖會造成網(wǎng)側(cè)電流一定的畸變，通過采用諧振吸收電路，可使電網(wǎng)側(cè)電流諧波明顯被抑制。 [!--empirenews.page--]

5  實(shí)驗(yàn)結(jié)果
   
設(shè)計(jì)了一套小功率樣機(jī)驗(yàn)證策略的可行性。參數(shù)如下：主開關(guān)使用IGBT；整流橋使用普通晶閘管，設(shè)置TOFF=42μs；網(wǎng)側(cè)電容為126.6μF,電感為1mH；fs=2.4kHz。圖11(a)為a相晶閘管的驅(qū)動脈沖和PWM電流波形。圖11(b)所示圓圈內(nèi)，最小零矢量時(shí)間20μs后晶閘管可通過強(qiáng)制換流成功。驗(yàn)證了優(yōu)化電流型空間矢量策略的可行性。

 
圖11 優(yōu)化控制策略下的電流波形: (a)a相上管的驅(qū)動脈沖和a相的PWM電流波形；(b)放大到200us/格的波形。

圖12為濾波后的a相網(wǎng)側(cè)電流和電壓波形。可見網(wǎng)側(cè)電流和電壓同相位，電流波形基本為正弦波。圖13為直流側(cè)整流橋輸出的電壓波形和濾波電感后的電壓波形，可見提高開關(guān)頻率后，可以減小直流濾波器的體積。

圖12 a相網(wǎng)側(cè)電流Ias和電壓波形Vas  圖13 直流側(cè)整流橋輸出電壓Vd和濾波后電壓Vdc

結(jié)語 
    本文介紹了三相混合開關(guān)PWM電流型整流器使用晶閘管代替大功率可控開關(guān)管，使大功率PWM型整流器有低成本的解決方案。通過優(yōu)化空間矢量方法，在保證晶閘管關(guān)斷的同時(shí)提高了電路的工作頻率，保證網(wǎng)側(cè)電流諧波能更好的被抑制。通過仿真分析了優(yōu)化控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該優(yōu)化電流型空間矢量的可行性。