開關(guān)穩(wěn)壓器電流檢測(cè)的一種新方法介紹

　0 引言

　　隨著電子產(chǎn)品向小型化、便攜化的趨勢(shì)發(fā)展，單片集成的高效、低電源電壓DC-DC變換器被廣泛應(yīng)用。在許多電源管理IC中都用到了電流檢測(cè)電路。

      在電流模式PWM控制DC-DC變換器中，

　　式中：μ為溝道載流子遷移率;Cox為單位面積的柵電容;VTH為MOSFET的開啟電壓。

　　如圖1所示，已知MOSFET的等效電阻，可以通過檢測(cè)MOSFET漏源之間的電壓來檢測(cè)開關(guān)電流。

　　這種技術(shù)理論上很完美，它沒有引入任何額外的功率損耗，不會(huì)影響芯片的效率，因而很實(shí)用。但是這種技術(shù)存在檢測(cè)精度太低的致命缺點(diǎn)：

　　(1)MOSFET的RDS本身就是非線性的。

　　(2)無論是芯片內(nèi)部還是外部的MOSFET，其RDS受μ，Cox，VTH影響很大。

　　(3)MOSFET的RDS隨溫度呈指數(shù)規(guī)律變化(27～100℃變化量為35%)。

　　可看出，這種檢測(cè)技術(shù)受工藝、溫度的影響很大，其誤差在-50%～+100%。但是因?yàn)樵撾娏鳈z測(cè)電路簡(jiǎn)單，且沒有任何額外的功耗，故可以用在對(duì)電流檢測(cè)精度不高的情況下，如DC-DC穩(wěn)壓器的過流保護(hù)。

　　1.2 使用檢測(cè)場(chǎng)效應(yīng)晶體管(SENSEFET)

　　這種電流檢測(cè)技術(shù)在實(shí)際的工程應(yīng)用中較為普遍。它的設(shè)計(jì)思想是：如圖2在功率MOSFET兩端并聯(lián)一個(gè)電流檢測(cè)FET，檢測(cè)FET的有效寬度W明顯比功率MOSFET要小很多。功率MOSFET的有效寬度W應(yīng)是檢測(cè)FET的100倍以上(假設(shè)兩者的有效長度相等，下同)，以此來保證檢測(cè)FET所帶來的額外功率損耗盡可能的小。節(jié)點(diǎn)S和M的電流應(yīng)該相等，以此來避免由于FET溝道長度效應(yīng)所引起的電流鏡像不準(zhǔn)確。

　　在節(jié)點(diǎn)S和M電位相等的情況下，流過檢測(cè)FET的電流，IS為功率MOSFET電流IM的1/N(N為功率FET和檢測(cè)FET的寬度之比)，IS的值即可反映IM的大小。

　　1.3 檢測(cè)場(chǎng)效應(yīng)晶體管和檢測(cè)電阻相結(jié)合

　　如圖3所示，這種檢測(cè)技術(shù)是上一種的改進(jìn)形式，只不過它的檢測(cè)器件不是FET而是小電阻。在這種檢測(cè)電路中檢測(cè)小電阻的阻值相對(duì)來說比檢測(cè)FET的RDS要精確很多，其檢測(cè)精度也相對(duì)來說要高些，而且無需專門電路來保證功率FET和檢測(cè)FET漏端的電壓相等，降低了設(shè)計(jì)難度，但是其代價(jià)就是檢測(cè)小電阻所帶來的額外功率損耗比第一種檢測(cè)技術(shù)的1/N2還要小(N為功率FET和檢測(cè)FET的寬度之比)。

　　此技術(shù)的缺點(diǎn)在于，由于M1，M3的VDS不相等(考慮VDS對(duì)IDS的影響)，IM與IS之比并不嚴(yán)格等于N，但這個(gè)偏差相對(duì)來說是很小的，在工程中N應(yīng)盡可能的大，RSENSE應(yīng)盡可能的小。在高效的、低壓輸出、大負(fù)載應(yīng)用環(huán)境中，就可以采用這種檢測(cè)技術(shù)。

　　2 新型的電流檢測(cè)方法

　　在圖4中，N_DRV為BUCK穩(wěn)壓器的同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)，N_DRV_DC為N_DRV經(jīng)過1個(gè)三階RC低通濾波器之后濾出的直流分量，并且該直流分量為比較器的一端輸入，比較器的另一端輸入為一基準(zhǔn)電壓值BIAS,，比較器的輸出LA28(數(shù)字信號(hào)，輸出到芯片的控制邏輯)為DC-DC負(fù)載電流狀態(tài)檢測(cè)信號(hào)。

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該電流檢測(cè)電路的作用如下：

　　在一個(gè)穩(wěn)壓器芯片中，既包括一個(gè)DC-DC(BLYCK)，又包括一個(gè)LDO，中載和重載時(shí)工作于PWM模式，輕載時(shí)(約為3 mA以下)工作于LD0下，而本文提出電流檢測(cè)電路的作用是：當(dāng)其負(fù)載電流小于一定值時(shí)(此時(shí)開關(guān)穩(wěn)壓器處于DCM模式下)，LA28電平跳遍，實(shí)現(xiàn)PWM模式向LD0模式的模式切換。

　　這里需要注意的是，如果對(duì)輸出負(fù)載電流直接進(jìn)行檢測(cè)或是通過將電感電流取平均值的方式來檢測(cè)輸出負(fù)載電流，則將會(huì)帶來電路實(shí)現(xiàn)上的困難。而在此提出的這種檢測(cè)方法卻不存在這個(gè)問題。

　　該架構(gòu)圖是DC-DC負(fù)載電流狀態(tài)檢測(cè)電路的等效圖。其作用是當(dāng)DC-DC負(fù)載電流低于3 mA時(shí)，其輸出信號(hào)LA28由高變低，從而實(shí)現(xiàn)PWM模式向LD0的切換。它的基本原理是利用DCM模式下(當(dāng)負(fù)載電流為3 mA時(shí)，DC-DC處于DCM模式下)負(fù)載電流與開關(guān)管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)N_DRV的關(guān)系，通過檢測(cè)N_DRV來監(jiān)控輸出負(fù)載電流的變化，從而實(shí)現(xiàn)當(dāng)負(fù)載電流低于3 mA時(shí)PWM模式向LDO的切換。

　　下面將用圖5來說明該電路檢測(cè)負(fù)載電流的原理。

　　圖5是DCM模式下電感電流IL與同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)N_DRV的波形圖。

　　在該圖中，電感電流的上升斜率為

，而下降斜率為

，則有：

且

　　此時(shí)：

　　又由于每個(gè)周期通過電感輸出到負(fù)載的電荷量是不變的，故有

。其中：T為開關(guān)周期;IOUT為輸出負(fù)載電流。

　　從上面幾式得：

　　故有：

　　現(xiàn)在再來分析圖4，在頻域內(nèi)，從N_DRV到N_DRV_DC的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為：

　　故圖4中的R與C組成的網(wǎng)絡(luò)是1個(gè)三階的RC低通濾波器。下面計(jì)算N_DRV_DC，從t=O接入脈寬為△T，周期為T的周期性矩形脈沖信號(hào)N_DRV，其復(fù)頻域的象函數(shù)為

。

　　故N_DRV_DC的象函數(shù)為：

　　需要注意的是，在設(shè)計(jì)三階RC低通濾波器時(shí)，其帶寬應(yīng)設(shè)置得遠(yuǎn)小于DC-DC的振蕩器頻率(即N_DRV的頻率)，以保證很好地濾出N_DRV中的高頻分量;但也不宜設(shè)置得太小，否則所使用的電阻和電容將會(huì)比較大。

　　當(dāng)DC-DC負(fù)載電流減小，N_DRV_DC也會(huì)減小，若減小至N_DRV_DC=BIAS3時(shí)，比較器開始由高變低，芯片將從PWM模式進(jìn)入LD0模式。設(shè)此時(shí)的負(fù)載電流為ILDO(ON)，則：

　　即：

　　聯(lián)立式(1)和式(2)得：

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由上式可知，DC-DC向LDO的切換閾值ILDO(ON)與電感值L成反比。

　　最終的電流檢測(cè)實(shí)現(xiàn)電路如圖6所示。由于該電路原理比較簡(jiǎn)單，分析從略。

　　3 仿真結(jié)果數(shù)據(jù)

　　仿真結(jié)果數(shù)據(jù)如表l所示。TA=25℃，L=2.2μH。

　　4 結(jié)語

　　提出了一種開關(guān)穩(wěn)壓器電流檢測(cè)的新方法，通過檢測(cè)DCM模式下同步管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出負(fù)載電流的檢測(cè)，從而得出芯片從PWM模式向LDO模式的切換。由此解決了通過檢測(cè)電感平均電流而使的電路實(shí)現(xiàn)的困難。經(jīng)過HSpice仿真驗(yàn)證，其僅消耗5μA的靜態(tài)電流。該種檢測(cè)方法主要適用于需要對(duì)開關(guān)穩(wěn)壓器的DCM模式下負(fù)載電流進(jìn)行檢測(cè)的場(chǎng)合。