基于DSP的Boost PFC軟開關(guān)變換器研究

摘要：詳細(xì)分析了一種新穎的Boost軟開關(guān)變換器，在傳統(tǒng)的Boost變換器基礎(chǔ)上加上緩沖元件電感和電容，從而實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流開通和零電壓關(guān)斷。提出了基于DSP的新型控制算法，該算法僅需在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)采樣負(fù)載電流和輸入電壓來計(jì)算占空比，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正(PF C)的目的，控制簡單，實(shí)時(shí)性好。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該新型的變換器工作在軟開關(guān)模式下，并且實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)的單位功率因數(shù)。
關(guān)鍵詞：變換器；軟開關(guān)；功率因數(shù)校正

1 引言
    在功率開關(guān)器件向著高頻化、大功率、小型化方向發(fā)展的同時(shí)，也帶來了更大的開關(guān)損耗和嚴(yán)重的電磁干擾，因此軟開關(guān)技術(shù)便逐步發(fā)展起來。在大功率應(yīng)用場合，因具有較高的可靠性、效率和性價(jià)比，控制簡單，無源軟開關(guān)比有源軟開關(guān)有更好的發(fā)展前景。目前，較為成熟的軟開關(guān)技術(shù)大都集中在Buck和Boost方面。在此介紹了一種新穎的Boost軟開關(guān)變換器，由傳統(tǒng)Boost變換器加上由電感電容和二極管組成的無源無損緩沖電路構(gòu)成，其結(jié)構(gòu)簡單、控制容易，可在較寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，并能有效降低電路開關(guān)損耗。
    目前，應(yīng)用DSP有許多優(yōu)點(diǎn)，包括較易執(zhí)行復(fù)雜的控制方法，可靈活地修改設(shè)計(jì)以適應(yīng)特定用戶的需要等。DSP廣泛應(yīng)用于電力電子研究領(lǐng)域，可以在后級(jí)電源電路使用數(shù)字控制的同時(shí)，直接加入數(shù)字控制的前級(jí)有源功率因數(shù)校正(APFC)電路。在此提出一種基于DSP的PFC實(shí)現(xiàn)方法，詳細(xì)分析了其控制過程，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了分析的正確性和合理性。

2 Boost無源無損軟開關(guān)變換器工作過程
    采用無源無損緩沖電路的Boost軟開關(guān)變換器如圖1所示。

    它由傳統(tǒng)Boost電路(功率開關(guān)管VS、主電感Lf、整流二極管VD0和穩(wěn)壓電容C0)加無源無損緩沖電路(諧振電感Lr、諧振電容Cr1，Cr2及續(xù)流二極管VD1～VD3)構(gòu)成。對(duì)輸入電壓信號(hào)采用LV25-P型電壓傳感器實(shí)現(xiàn)隔離和檢測，對(duì)輸出電流信號(hào)采用高頻互感器實(shí)現(xiàn)隔離和檢測，然后通過電壓、電流調(diào)節(jié)器及限幅環(huán)節(jié)將信號(hào)限制在0～3 V之內(nèi)，最后輸入到DSP的A／D轉(zhuǎn)換單元，通過一種新型控制算法，在DSP中進(jìn)行運(yùn)算處理，計(jì)算出變換器的占空比來實(shí)現(xiàn)PFC。為便于分析該變換器工作過程，假設(shè)：Lf足夠大，可視作恒流源；C0足夠大，可視作恒壓源：Boost變換器工作在平均電流連續(xù)模式。電路工作模式如下：
    模式1(t0～t1) VS開通，由于Lr作用，流過VS的電流不能突變，VS為零電流開通，主電感電流iLr和開關(guān)管電流iVS都線性增加，iVD0減小，Cr2放電、Cr1充電，Cr2與Lr諧振，t1時(shí)刻iVD0減小到零。
    模式2(t1～t2) 在這一階段C0給負(fù)載供電，Cr2與Lr繼續(xù)諧振，Cr2繼續(xù)放電，Cr1繼續(xù)充電，iLf仍然增加，t2時(shí)刻VD1開始導(dǎo)通，并且Cr2兩端電壓uCr2下降到零。
    模式3(t2～t3) VD1導(dǎo)通，iVD1不斷增加，is，iLf，iCr1，iCr2都減小，t3時(shí)刻iVD1達(dá)到極大值，iCr2減小到零，Cr2兩端反向充電電壓達(dá)到極大值。
    模式4(t3～t4) Cr2反向放電，t4時(shí)刻iCr2達(dá)到負(fù)的極大值，iVD2=iCr1=0并保持不變，Cr1充電結(jié)束，uCr1達(dá)到最大，iLr=iLf，并保持不變，iVS達(dá)到最小值。
    模式5(t4～t5) 該階段Cr2繼續(xù)反向放電，t5時(shí)刻，iVD1=iCr2=0，Cr2反向放電結(jié)束，且uCr2=0。
    模式6(t5～t6) 該階段VS仍開通，Lf繼續(xù)充電。此時(shí)iLf=iLr=iVS，t6時(shí)刻關(guān)斷VS。[!--empirenews.page--]
    模式7(t6～t7) VS關(guān)斷，Lr通過VD1與Cr2諧振，Cr2開始充電，電壓從零開始上升，由于VD1導(dǎo)通，uVS=uCr1也是從零開始上升，因此VS是零電壓零電流關(guān)斷。VS關(guān)斷后，iLf開始線性減小。t7時(shí)刻VD3導(dǎo)通，Cr1通過VD3放電。
    模式8(t7～t8) 該階段Lr通過VD1繼續(xù)與Cr2諧振，Cr2繼續(xù)充電，Cr1通過VD3繼續(xù)放電，C0開始充電，t8時(shí)刻VD0，VD2導(dǎo)通。
    模式9(t8～t9) 該階段Cr2充電，Cr1放電，t9時(shí)刻Cr2反向電流過零，C0繼續(xù)充電。
    模式10(t9～t10) 該階段iLr=iVD1，t10時(shí)刻Cr2反向電流再次達(dá)到零，充電結(jié)束，uCr2達(dá)到最大，iCr1也達(dá)到零，Cr2放電結(jié)束，uCr2達(dá)到最小，C0繼續(xù)充電。
    模式11(t10～t11) 該階段iLf=iLr+iVD0，iLr=iVD1=iVD2=iVD3逐漸減小，t11時(shí)刻，iLf=iVD0，C0仍繼續(xù)充電。
    模式12(t11～t12) 該階段VS仍關(guān)斷，iLf=iVD0=iC0+iR持續(xù)減小，iLf減小到零時(shí)下一個(gè)周期開始。
    通過上述電路分析，可見變換器沒有增加其他功率管，僅增加了無源無損器件即從理論上實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)過程：控制簡單，無需采用互感方法就能實(shí)現(xiàn)開關(guān)能量的存儲(chǔ)或轉(zhuǎn)移，直接在原有電路中全部回饋給負(fù)載；工作模式簡單，整體效率高，在大功率應(yīng)用場合實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)優(yōu)勢明顯。

3 基于DSP的PFC實(shí)現(xiàn)原理
    在傳統(tǒng)數(shù)字控制Boost PFC中，基于雙閉環(huán)的平均電流控制模式得到了廣泛應(yīng)用。電壓環(huán)決定了參考電流的幅值并且保證輸出電壓穩(wěn)定，通過電流環(huán)使輸入電流跟蹤輸入電壓。在該控制方式中，需要采樣3個(gè)模擬信號(hào)：輸入電壓、輸出電壓和電感電流，通過DSP的信號(hào)控制電路將其變換成電壓信號(hào)。在每一開關(guān)周期內(nèi)，為實(shí)現(xiàn)PFC，DSP要完成復(fù)雜的計(jì)算，并且得到占空比來控制開關(guān)管。為達(dá)到單位功率因數(shù)，在每半個(gè)線性時(shí)間內(nèi)，運(yùn)用占空比預(yù)測控制算法，提前計(jì)算出占空比。但可預(yù)測控制算法需要大量的輔助工作，且整個(gè)系統(tǒng)過于靈敏，不好控制。
    在此采用一種新穎的控制算法，即在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)通過采樣負(fù)載電流和輸入電壓計(jì)算PFC占空比。整個(gè)系統(tǒng)的工作是從外部A／D進(jìn)行一次采樣開始的。在DSP接收到采樣數(shù)據(jù)后，才開始進(jìn)行運(yùn)算并輸出相應(yīng)的控制信號(hào)，因此可以采用定時(shí)器來控制外部A／D的采樣頻率。采樣的同時(shí)可以接收外部MCU給出的上下行信息、制式信息和GPIO上輸入的外部控制信息，這樣系統(tǒng)進(jìn)行一次計(jì)算所需的輸入電壓、電流信號(hào)便全部得到。每次A／D轉(zhuǎn)換結(jié)束后產(chǎn)生一次中斷，在中斷服務(wù)程序里使下一任務(wù)就緒，中斷服務(wù)程序結(jié)束后DSP開始執(zhí)行下一任務(wù)，即對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算，得出控制信息，然后就緒下一任務(wù)，輸出控制信息并保存有用的信息。如果此時(shí)收到SCI口中斷，就說明用戶需要了解系統(tǒng)的運(yùn)行狀況，便根據(jù)SCI得到的命令，從SCI發(fā)送相應(yīng)的信息。完成這一系列操作后，系統(tǒng)就可進(jìn)入等待狀態(tài)，等待下一次定時(shí)器中斷的來臨，觸發(fā)新一次A／D轉(zhuǎn)換。此時(shí)，可使DSP進(jìn)入睡眠狀態(tài)來減少功耗，由定時(shí)器中斷使DSP重新工作。程序框圖如圖2所示。

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    基于基本的單相Boost PFC，計(jì)算占空比的過程如下：在第n個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，操作時(shí)間從t(n-1)到t(n)，開關(guān)周期為Ts，占空比為D(n)，D’(n)=1-D(n)，當(dāng)VS關(guān)斷時(shí)，有：
   
    設(shè)t(n-1)，t(n)時(shí)刻，輸入電流分別為iin(n-1)，iin(n)，為達(dá)到PFC，需使iin(n)=iref(n)，iin(n-1)=iref(n-1)，uo(n)=Uref，所以式(2)變形為：
   
    設(shè)輸入電壓電流的表達(dá)式分別為：

    因此，只要實(shí)時(shí)檢測uin和io就可快速計(jì)算出D(n)，DSP發(fā)出相應(yīng)的PWM脈沖驅(qū)動(dòng)開關(guān)管，從而實(shí)現(xiàn)變換電路的PFC。與傳統(tǒng)的Boost PFC雙閉環(huán)控制策略相比，該方法無需電壓環(huán)和電流環(huán)的PI控制器，節(jié)省了DSP的操作時(shí)間，實(shí)時(shí)性好，降低了成本。
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4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析
    為驗(yàn)證理論分析的正確性，采用TMS320F2812型DSP設(shè)計(jì)了樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。VS采用APT50G50BN型IGBT，頻率為50 kHz。整流橋選用KBPC1504，其400 V／15 A的耐壓耐流指標(biāo)滿足實(shí)驗(yàn)要求，VD0采用快恢復(fù)二極管20CTH03，VD1～VD3用快恢復(fù)二極管IXYS DSEI 60-10A，輸入220 V／50 Hz的單相交流電，Boost變換器電路的參數(shù)為：Lf=28μH，Lr=0．17μH，Cr1=0．7 μF，Cr2=0．43μF，Co=3 900μF，R=25 Ω。圖3a為VS的零電流開通零電壓關(guān)斷波形，關(guān)斷過程中電流有一段時(shí)間的振蕩，這是電容和電感諧振造成的。圖3b為輸入端電壓、電流波形。可見，電流很好地跟蹤了電壓變化，提高了輸入側(cè)的功率因數(shù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析相吻合，驗(yàn)證了前文的分析。

5 結(jié)論
    研究了一種基于DSP的Boost PFC軟開關(guān)變換器，詳細(xì)分析了其工作過程。由理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，此拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電流開通和零電壓關(guān)斷，大大降低了變換器工作過程中的開關(guān)損耗，提高了電路的傳輸效率，并且采用基于DSP的新型控制算法，減少了信號(hào)處理，有效節(jié)省了DSP的資源。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示輸入電流能很好地跟隨輸入電壓的變化，達(dá)到了PFC，并且也實(shí)現(xiàn)了輸出電壓的穩(wěn)定。不足之處在于使用了過多的二極管，增加了電路成本。另外，電感電容參數(shù)設(shè)計(jì)不當(dāng)時(shí)會(huì)引起額外的諧振，影響電路性能。