新型Buck-Boost變換器在感應(yīng)加熱電源中的應(yīng)用

摘要：針對(duì)傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源中直流斬波環(huán)節(jié)開關(guān)損耗大、調(diào)壓范圍窄的缺點(diǎn)，提出一種新型的Buck-Boost軟斬波電路，通過增加輔助開關(guān)管和諧振元件實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)、輔助開關(guān)和主續(xù)流二極管的軟開通和軟關(guān)斷。這里以180 kHz高頻感應(yīng)加熱電源為研究對(duì)象，逆變側(cè)采用基于IGBT倍頻的單相橋式逆變電路，使輸出頻率為逆變器頻率的兩倍，逆變器輸出匹配串聯(lián)諧振負(fù)載。此處詳細(xì)分析了新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作過程，并通過實(shí)驗(yàn)證明了分析和設(shè)計(jì)的正確性和可行性。
關(guān)鍵詞：變換器；感應(yīng)加熱電源；軟開關(guān)；倍頻

1 引言
    感應(yīng)加熱因具有加熱效率高，速度快，非接觸式加熱等優(yōu)點(diǎn)，故應(yīng)用范圍越來越廣。其輸出功率主要是通過改變逆變器的輸入直流電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)的。改變逆變器的輸入電壓有兩種方法：可控整流和斬波調(diào)壓?，F(xiàn)在大部分感應(yīng)加熱電源都采用直流斬波調(diào)功，該方式具有功率因數(shù)高、電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、保護(hù)容易等優(yōu)點(diǎn)，但傳統(tǒng)斬波功率器件都工作在大電流硬開關(guān)狀態(tài)，增加了開關(guān)損耗，降低了電源效率。為進(jìn)一步提高電源頻率和效率，要求斬波調(diào)功電路能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。近年來，國內(nèi)外在軟斬波研究方面都提出了新的方法，較為成熟的技術(shù)大都集中在Buck和Boost的研究，但調(diào)壓范圍有限。故此處提出一種新型的Buck-Boost軟開關(guān)變換器，能夠在較寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。
    采用IGBT并聯(lián)倍頻的控制方法可提高逆變器開關(guān)頻率。此處設(shè)計(jì)采用兩組IGBT并聯(lián)的逆變器，匹配串聯(lián)諧振負(fù)載，采用分時(shí)控制策略，實(shí)現(xiàn)逆變器倍頻輸出。由于數(shù)字式電路控制精確，軟件設(shè)計(jì)靈活，整個(gè)控制系統(tǒng)簡單、可靠。因此，這里采用TMS320F2812型DSP和EPM1270GT 144C5型CPLD相結(jié)合的數(shù)字控制電路實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤、開關(guān)管驅(qū)動(dòng)以及各種保護(hù)功能。

2 主電路結(jié)構(gòu)與工作原理
    以180 kHz高頻感應(yīng)加熱電源為研究對(duì)象，其主電路如圖1所示。主電路由三相橋式不控整流、直流斬波和逆變電路3部分組成。

    三相交流電經(jīng)三相不控整流橋VD1’變成脈動(dòng)的直流電，輸出給Buck-Boost軟斬波變換器進(jìn)行功率調(diào)節(jié)，再經(jīng)過濾波電容Cd對(duì)電壓平滑濾波后，因Buck-Boost是反向變換器，所以接逆變器要反向，逆變輸出向串聯(lián)諧振負(fù)載提供高頻電能。[!--empirenews.page--]
2．1 新型Buck-Boost軟斬波電路工作原理
    該電路可分為6個(gè)工作過程，軟開關(guān)工作波形如圖2所示。為方便分析，假設(shè)：①整流濾波后電壓等效為直流電壓Uin；②串聯(lián)諧振逆變環(huán)節(jié)等效為負(fù)載R0；③Cd足夠大，可視為電壓源；④主電感Lf足夠大，流過的電流為恒值Io(實(shí)際上Lf中的電流iLf波動(dòng)很小，特定階段可視其為恒流源)。

    具體分析如下：
    模態(tài)1(t0<t<t1) t0時(shí)刻開通VS2，因存在電感Lr，電流不能突變，故VS2零電流開通。VS2開通后，L中的電流iLr線性上升，同時(shí)升壓二極管VD0中的電流iVD0線性下降。iLr上升率與iVD0下降率相等。t1時(shí)刻，iLr上升到Io，iVD0下降至零，VD0零電流關(guān)斷。該階段中電壓電流關(guān)系為：uLr=LrdiLr／dt。
    模態(tài)2(t1<t<t2) t1時(shí)刻開通VS1，為保證VS1完全零電壓開通，該階段持續(xù)的時(shí)間必須大于開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間。由于iLr恒定為Io，由Lr兩端的電壓公式可知Lr兩端電壓為零，故VS1零電壓零電流開通。t2時(shí)刻關(guān)斷VS2。
    模態(tài)3(t2<t<t3) t2時(shí)刻關(guān)斷VS2，Lr與緩沖電容Cr開始諧振。Cr兩端電壓不能突變，故VS2是零電壓關(guān)斷，同時(shí)由于VS1完全導(dǎo)通，Io=iVS1，因此流過VS2電流為零。故VS2實(shí)現(xiàn)了零電壓零電流關(guān)斷。該階段電路方程：iLr(t)=iLr(t2)cosω(t-t2)，uCr(t)=iLr(t2)Zsinω(t-t2)，。
    當(dāng)uLr<uCr時(shí)，VD2截止，充電結(jié)束。該階段緩沖電路和主電路各自工作，互不影響。主電路的工作原理同傳統(tǒng)的Buck-Boost電路一樣，電源給主電感Lf充電。
    模態(tài)4(t3<t<t4) t3時(shí)刻，Lr與Cr諧振結(jié)束，Lr中能量全部轉(zhuǎn)移到Cr中。電源繼續(xù)給Lr充電。
    模態(tài)5(t4<t<t5) t4時(shí)刻關(guān)斷VS1，同時(shí)Cr向負(fù)載恒流饋能，緩沖電路再次接入主電路。由于Io=iCr+iVS1，而iCe=Io，故VS1零電流關(guān)斷。該階段各器件電壓電流關(guān)系為：iCr=-CrduCr／dt，uLf=-LrdiLr／dt。
    需注意的是在電路整個(gè)工作過程中，iLf只是近似恒定為Io，實(shí)際上它有輕微的波動(dòng)過程。VS1開通后iLr開始線性上升，到VS1關(guān)斷時(shí)，Cr放電，它的變化過程是二次曲線，Cr放電結(jié)束時(shí)，iLf開始線性下降。因此在該階段，uLf，uCf均線性下降。如圖2所示，整個(gè)工作過程中uLf的變化為：恒值(Uin)→線性下降→恒值(-Uo)。
    模態(tài)6(t5<t<t6) t5時(shí)刻，Cr放電結(jié)束，放電電流跌落到零，這時(shí)Lf兩端電壓和負(fù)載電壓大小相等，VD0零電壓導(dǎo)通，電路進(jìn)入續(xù)流模式，電路穩(wěn)態(tài)運(yùn)行到下一個(gè)周期開始。[!--empirenews.page--]
2．2 180 kHz倍頻逆變電路工作原理
    為設(shè)計(jì)180 kHz的高頻感應(yīng)加熱電源，采用大功率自關(guān)斷功率器件IGBT。通過在各逆變橋的IGBT上分別并聯(lián)一個(gè)IGBT來實(shí)現(xiàn)，每組并聯(lián)的IGBT輪流工作，頻率為90 kHz，使負(fù)載頻率為開關(guān)管工作頻率的2倍，實(shí)現(xiàn)輸出為180 kHz的高頻感應(yīng)加熱電源，間接拓寬了．IGBT’使用頻率。在分析感應(yīng)加熱過程中，逆變器輸入端可等效為一個(gè)電壓源，電路的穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)在一個(gè)周期內(nèi)可分為6個(gè)運(yùn)行階段，圖3示出了電路的工作模式。

    為防止直通燒壞器件，上、下橋臂不能同時(shí)開通，必須要有一段死區(qū)時(shí)間。各階段運(yùn)行如下：
    設(shè)C1～C4為IGBT的CE極間結(jié)電容。初始狀態(tài)VD11，VD41導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流io為負(fù)，并向Cd反充電，此時(shí)流過開關(guān)管VT11和VT41的電流為零，其兩端電壓也為零，可實(shí)現(xiàn)零電流零電壓開通。
    模態(tài)1[t0～t1] t0時(shí)刻，io反向，VT11，VT41在零電流零電壓下導(dǎo)通，電流經(jīng)VT11→負(fù)載→VT41形成正向電流。
    模態(tài)2[t1～t2] t1時(shí)刻，io=0，下一時(shí)刻，io為正，VT11，VT41繼續(xù)導(dǎo)通，電流逐漸增大。
    模態(tài)3[t2～t3] t2時(shí)刻，VT11，VT41在零電壓(ZVS)下關(guān)斷。VD21，VD31在C1～C4的作用下零電壓導(dǎo)通，io為正，并向Cd反充電。L，C與C1～C4共同諧振，C2，C3放電，C1，C4充電。
    模態(tài)4[t3～t4] t3時(shí)刻，開通VT21，VT31，uab過零變正，VT11、VT31承受反向正弦電壓，電流經(jīng)VT21→負(fù)載→VT41形成反向電流。
    模態(tài)5[t4～t5] t4時(shí)刻，io=0，由于VT21，VT31導(dǎo)通，下一個(gè)時(shí)刻，io為負(fù)，L，C與C2～C3共同諧振，C1，C4放電，C2，C3充電。
    模態(tài)6[t5～t6] t5時(shí)刻，VD11，VD41在C1～C4的作用下零電壓導(dǎo)通，此時(shí)換流結(jié)束。
    在緊接著的后一個(gè)周期里VT12，VT42，VT22，VT32輪流導(dǎo)通，其導(dǎo)通過程和VT11，VT41，VT21，VT31相同。通過并聯(lián)的IGBT分時(shí)導(dǎo)通，拓寬IGBT的使用范圍，提高輸出頻率。

3 系統(tǒng)設(shè)計(jì)
    圖4為中頻感應(yīng)加熱的硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。

    它主要有主電路、控制電路、故障檢測(cè)及保護(hù)電路和頻率跟蹤電路。系統(tǒng)以TMS320F2812型DSP和EPM1270GT144C5型CPLD為控制核心，實(shí)現(xiàn)對(duì)電源的驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制、頻率跟蹤控制、功率閉環(huán)調(diào)節(jié)控制、邏輯保護(hù)等功能。DSP實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的采集處理、PI數(shù)字調(diào)功、設(shè)置、保護(hù)及軟斬波器的驅(qū)動(dòng)等功能控制。CPLD控制模塊由自／他激切換電路、鎖相模塊、PWM及死區(qū)模塊等組成，實(shí)現(xiàn)對(duì)感應(yīng)加熱逆變器的頻率控制，經(jīng)過脈沖分配模塊產(chǎn)生8路驅(qū)動(dòng)脈沖驅(qū)動(dòng)逆變模塊。
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4 實(shí)驗(yàn)分析
    基于上述分析，對(duì)新型Buck-Boost感應(yīng)加熱電源進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究。參數(shù)為：輸入電源為380 V／50 Hz三相交流電源，主、次開關(guān)管的開關(guān)頻率均為20 kHz，額定輸出功率30 kW，逆變器工作頻率為180 kHz。開關(guān)管選用FM 50DY-9型MOSFET，二極管VD4直接采用MOSFET反并聯(lián)二極管，VD1，VD2，VD3，VD0用快恢復(fù)二極管IXYS DSEI 60-10A，Cs=1 nF，Cd=1 000μF，Lf=970μH，Lr=27μH，Cr=0．47μF，R=30 Ω；負(fù)載中Ro=127 mΩ，Co=10μF，Lo=0．34μH。

    根據(jù)功率要求，按整流輸出電壓為300 V計(jì)算，則輸出電流為100 A?？紤]到安全裕量，選取整流二極管模塊DF200AA120-160。逆變器模塊選1．2 kV／200 A的FF200R12KS4型IGBT模塊作為功率開關(guān)器件。圖5為實(shí)驗(yàn)波形，圖5a(上)為主開關(guān)VS1的零電壓開通零電流關(guān)斷波形；圖5a(下)為輔助開關(guān)VS2的零電流開通和零電流零電壓關(guān)斷波形，VS2兩端電壓有一個(gè)階梯上升過程，這是因?yàn)閂S1關(guān)斷后，VS2兩端電壓由uCmax上升至uVS1。圖5b為逆變器的輸出電壓和電流波形。

5 結(jié)論
    基于DSP和CPLD的軟斬波串聯(lián)諧振高頻感應(yīng)加熱電源，主要的功率器件基本上都能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。有源無損緩沖Buck斬波器的采用，減小了開關(guān)損耗和EMI，提高了電源效率。在閉環(huán)運(yùn)行條件下軟斬波調(diào)功具有大范圍調(diào)功的能力。采用定角頻率跟蹤，實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)諧振逆變器的小容性運(yùn)行狀態(tài)和功率因數(shù)的保持。以DSP和CPLD為核心的控制電路，系統(tǒng)在跟蹤速度、跟蹤精度、綜合保護(hù)能力、效率等性能上均有明顯提高。