IGBT串聯(lián)用的有源電壓控制技術(shù)

1 引言

絕緣柵雙極晶體管IGBT自上世紀(jì)80年代問世以來，由于其輸入阻抗高、開關(guān)速度快、通態(tài)電壓低、阻斷電壓高、承受電流大的性能，在電力電子領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。然而，由于半導(dǎo)體器件本身的材料和結(jié)構(gòu)原因，IGBT目前的電壓等級最高是6.5kV，無法達(dá)到電力系統(tǒng)中很多場合的電壓等級（如10kV、35kV的電壓等級），限制了IGBT在高壓領(lǐng)域的應(yīng)用。

采用IGBT器件直接串聯(lián)進(jìn)而實(shí)現(xiàn)電壓等級的提升具有巨大的吸引力。然而，IGBT串聯(lián)技術(shù)有兩個難點(diǎn)必須要克服：第一是要保證控制信號的同步，并且必須在關(guān)斷后，各個信號之間的延遲在一個可以接受的范圍內(nèi)；第二是要保證在開通和關(guān)斷過程中，電壓被平均的分配在各個器件上，各個器件上的電壓差別必須在一個合理的范圍之內(nèi)，否則會造成某些器件被擊穿或者過早老化。

圖1列舉了幾種具有代表性的IGBT串聯(lián)方案，并根據(jù)其采用的方法進(jìn)行了分類。

無源緩沖電路，一般是在IGBT器件的C、E兩端并聯(lián)緩沖電路[1, 2]。緩沖電路包括RC型、RCD型等。無源緩沖電路可以實(shí)現(xiàn)IGBT串聯(lián)的均壓，但是會降低IGBT的開關(guān)速度并且增大開關(guān)損耗，而且無源緩沖電路需要較多器件，參數(shù)較難設(shè)置，會降低系統(tǒng)的可靠性。

柵極控制的方法，可以分為同步控制和有源控制兩類。同步控制包括通過控制關(guān)斷點(diǎn)來實(shí)現(xiàn)電壓均衡的關(guān)斷點(diǎn)選擇法，以及通過同步控制實(shí)現(xiàn)均壓的電壓均衡法[3, 4]。但是，由于IGBT的負(fù)溫度系數(shù)特性，同步控制法有一定的局限性，因而在實(shí)際應(yīng)用中并不多見。

有源控制法，通過對柵極進(jìn)行注入電流或加減柵極控制電壓等方法來實(shí)現(xiàn)均壓，但是同時會帶來額外的功率損耗。本文介紹的有源電壓控制技術(shù)（Active Voltage Control，簡稱AVC），是通過引入集電極反饋來控制IGBT柵極電壓以實(shí)現(xiàn)串聯(lián)均壓。

圖1 IGBT串聯(lián)技術(shù)分類

2 有源電壓控制技術(shù)

IGBT有源電壓控制技術(shù)，由英國劍橋大學(xué)Patrick Palmer博士提出[5]。此技術(shù)通過在IGBT控制過程中引入多重閉環(huán)反饋，使IGBT開通和關(guān)斷過程中，集電極-發(fā)射極電壓VCE的軌跡始終跟隨預(yù)先設(shè)定的參考信號，從而實(shí)現(xiàn)高壓應(yīng)用中IGBT器件直接串聯(lián)的同步工作和有效均壓。

如圖2所示，IGBT的集電極-發(fā)射極電壓VCE經(jīng)過分壓電路分壓后再反饋回來，與預(yù)先設(shè)定好的參考信號進(jìn)行比較，兩者的差值經(jīng)過一定的電流放大，加在IGBT的柵極上，控制IGBT開通、關(guān)斷或工作在有源區(qū)，實(shí)現(xiàn)VCE電壓跟隨參考信號。

圖2 有源電壓控制技術(shù)示意圖

有源電壓控制技術(shù)中，可以控制的IGBT參數(shù)很多，包括集電極-發(fā)射極電壓VCE、集電極-發(fā)射極電壓變化率dVCE/dt、關(guān)斷箝位電壓VCLAMPING、IGBT

開通和關(guān)斷的時間等。通過合理的設(shè)定參考信號，既可以控制開通和關(guān)斷過程中絕緣器件的電壓過沖，防止絕緣器件由于過電壓而損壞，并減少高電壓變化率dVCE/dt和過電壓對絕緣系統(tǒng)的影響，大幅提高設(shè)備的可靠性和穩(wěn)定性，又可以使同樣電壓等級的IGBT器件工作在更高的電壓，并在保障可靠性的前提下提高器件的利用率，省去常用的緩沖吸收電路，降低系統(tǒng)成本。更重要的是，有源電壓控制技術(shù)可以有效解決IGBT器件在中、高壓應(yīng)用場合，直接串聯(lián)時的電壓VCE暫態(tài)均壓問題。由于串聯(lián)的每個IGBT器件的電壓VCE，在暫態(tài)過程中都跟隨合理設(shè)定的相同參考信號，每個IGBT器件的電壓VCE能夠有效保持在合理范圍內(nèi)，達(dá)到理想的均壓效果。此方法也同樣適用于MOSFET等其它絕緣柵器件。

圖2所示的有源電壓控制技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)最基本的IGBT集電極-發(fā)射極電壓VCE跟隨參考信號。其具體實(shí)施方式為：用戶輸入驅(qū)動信號（一般為方波），可編程器件被驅(qū)動信號觸發(fā)，產(chǎn)生集電極-發(fā)射極參考信號VREF。IGBT的集電極-發(fā)射極電壓VCE經(jīng)過分壓電路得到反饋電壓VFB。反饋電壓VFB與參考信號VREF在一個高速運(yùn)算放大器中比較，所得的差值再經(jīng)過電壓放大以及緩沖放大電路，通過柵極電阻RG加在IGBT的柵極上以驅(qū)動IGBT。其中，參考信號的設(shè)定尤為關(guān)鍵，針對不同IGBT和不同應(yīng)用有所不同。圖3所示為其中一種參考信號的示意圖。

圖3 參考信號示意圖

如圖3所示，參考信號包括tRISE、tOFF、tFALL、tON四個階段。四個階段的時間長度和電壓大小的選擇都很重要。（VOFF -VRISE）/tOFF是設(shè)定的dVCE/dt，VOFF是設(shè)定的箝位電壓。tRISE+tOFF是關(guān)斷時間，tFALL+tON是開通時間。開通、關(guān)斷時間的長短影響著電壓VCE跟隨的精度，也影響開關(guān)損耗[6]。

為了增強(qiáng)反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性及提高跟隨的精度，有源電壓控制技術(shù)可以引入多重閉環(huán)反饋。

如圖4所示的多重閉環(huán)負(fù)反饋有源電壓控制電路，與普通的有源電壓控制技術(shù)基本相同，但是增加了VGE反饋電路和dVCE/dt反饋電路。VGE反饋電路輸出與IGBT柵極-發(fā)射極電壓VGE形成一定比例關(guān)系的反饋電壓VFB2，dVCE/dt反饋電路輸出與IGBT集電極-發(fā)射極電壓變化率dVCE/dt形成一定比例關(guān)系的反饋電流IFB1。用戶輸入驅(qū)動信號產(chǎn)生集電極-發(fā)射極參考電壓VREF，與反饋電壓VFB1進(jìn)行比較，再依次與反饋電壓VFB2和dVCE/dt反饋電流比較、疊加，由緩沖放大電路放大后，通過柵極電阻RG加在IGBT的柵極上驅(qū)動IGBT。

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3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于多重閉環(huán)反饋有源電壓控制技術(shù)的“IGBT智能有源驅(qū)動電路”如圖5所示。此驅(qū)動電路可接受電驅(qū)動信號和光驅(qū)動信號，內(nèi)置的FPGA（現(xiàn)場可編程門陣列）可根據(jù)驅(qū)動信號生成參考信號。通過VCE反饋、VGE反饋及dVCE/dt反饋控制IGBT的開關(guān)過程，實(shí)現(xiàn)IGBT串聯(lián)均壓。

圖5  AVC驅(qū)動電路

測試電路示意圖如圖6所示，為一個升壓電路。串聯(lián)后的IGBT充當(dāng)開關(guān)器件，采用雙脈沖觸發(fā)方式。通過調(diào)節(jié)輸入直流電壓以及占空比，可以使串聯(lián)的IGBT兩端電壓達(dá)到4000V以上，能滿足多個IGBT串聯(lián)的測試需要。圖7是測試平臺的照片。測試所用IGBT為英飛凌的FF800R17KF6C_B2，其額定電壓為1700V，額定電流為800A。

圖6  測試電路示意圖

圖7  測試平臺照片

3.1單個IGBT測試結(jié)果

圖8是有源電壓控制下的單個IGBT關(guān)斷和開通時的參考信號、VCE電壓、IC電流以及VGE電壓波形。

圖8（a）中系統(tǒng)電壓為500V，設(shè)定的IGBT箝位電壓為1000V。從圖中可以看出，IGBT的VCE電壓跟隨參考信號的效果很好，兩者非常接近，數(shù)值相差100倍（由驅(qū)動電路設(shè)定）。因?yàn)轶槲浑妷菏?000V，所以圖中沒有電壓箝位的現(xiàn)象。

圖8（b）中系統(tǒng)電壓為850V。在IGBT關(guān)斷過程中，VCE電壓出現(xiàn)過沖，但是被箝位在1000V，

隨后進(jìn)入穩(wěn)態(tài)850V。在這個過沖的時候，可以看到VGE的電壓保持在VGE(TH)之上，使得IGBT工作在有源區(qū)，從而保證電壓不會超過設(shè)定的箝位電壓。

圖8（c）中系統(tǒng)電壓仍為850V。從圖中可以看出，在參考信號開始下降，即開通過程開始后不久，集電極-發(fā)射極電壓VCE就開始跟隨參考信號，此時IGBT工作在有源區(qū)，并逐漸進(jìn)入開通狀態(tài)。之后參考信號出現(xiàn)一個轉(zhuǎn)折點(diǎn)，其dV/dt增大，目的是加快IGBT開通速度。VCE電壓仍然試圖跟隨參考信號，但是由于參考信號的電壓變化率過高，超出IGBT所能達(dá)到的最大值，因此IGBT的VCE電壓無法緊密跟隨參考信號，但是，還是以IGBT能達(dá)到的最大電壓變化率下降。

圖8 單個IGBT開通、關(guān)斷波形：（a）關(guān)斷波形

(VDC=500V)；（b）關(guān)斷波形 (VDC=850V)；

（c）開通波形(VDC=850V)（黃：參考信號，紅：VCE，綠：IC，藍(lán)：VGE）

3.2 多個IGBT串聯(lián)的測試結(jié)果

圖9所示為有源電壓控制下的兩個IGBT串聯(lián)的關(guān)斷波形，其中紅色和綠色為兩個IGBT各自的集電極-發(fā)射極電壓VCE，藍(lán)色為串聯(lián)IGBT的電流。圖10所示為三個IGBT串聯(lián)的關(guān)斷波形，其中紅色黃色和灰色分別為3個IGBT的VCE電壓。可以看出，在關(guān)斷階段，IGBT的動態(tài)均壓效果很好，電壓差別很小。在關(guān)斷過程結(jié)束后，由于IGBT的拖尾電流特性不同，使得VCE電壓波形有分歧。這可以通過并聯(lián)穩(wěn)態(tài)均壓電阻來解決，當(dāng)IGBT徹底進(jìn)入關(guān)斷穩(wěn)態(tài)后，其VCE電壓將趨于一致[7]。

圖9有源電壓控制下的兩個IGBT串聯(lián)關(guān)斷波形

（紅：VCE1，綠：VCE2，藍(lán)：IC）

圖10有源電壓控制下的三個IGBT串聯(lián)關(guān)斷波形

（紅：VCE1，黃：VCE2，灰：VCE3）

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3.3  IGBT開關(guān)損耗

IGBT的開關(guān)損耗是IGBT應(yīng)用的重要指標(biāo)。圖11所示為有源電壓控制下的單個IGBT關(guān)斷的波形，其中的紅色波形為電壓與電流的乘積，即損耗功率。圖11（a）的參考信號較慢，因此相應(yīng)的損耗也較大，而圖11（b）中的參考信號縮短了tRISE和tOFF的時間，也即增大了dVCE/dt，IGBT損耗也相應(yīng)較小。

與傳統(tǒng)的傳統(tǒng)開關(guān)方式相比，圖11（b）中的損耗主要是tRISE部分多出來的，而其損耗大小占關(guān)斷的總損耗的比例并不大。事實(shí)上，采用有源電壓控制法，使用者可以在IGBT的損耗和dVCE/dt等參數(shù)中選擇平衡點(diǎn)，獲得理想的性能。同時，由于有源電壓控制法不需要緩沖電路來實(shí)現(xiàn)動態(tài)均壓，又減小了一部分損耗。因此，采用合理的參考信號，有源電壓控制法的損耗可以控制到與傳統(tǒng)的傳統(tǒng)開關(guān)方式相近的程度。即使是在特殊的情況下，需要較小的dVCE/dt，損耗的增加一般也不會超過50%。

（a）

（b）

圖11 有源電壓控制下單個IGBT開關(guān)波形及損耗：

（a）較慢參考信號；（b）：較快參考信號

（黃：參考信號，綠：VCE，紫：IC，紅：損耗）

4 討論

從以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，有源電壓控制法在IGBT開通和關(guān)斷過程中，可以有效的實(shí)現(xiàn)動態(tài)均壓，兩個串聯(lián)的IGBT的集電極-發(fā)射極電壓差別很小。同時，有源電壓控制法也可以實(shí)現(xiàn)IGBT關(guān)斷過程中過沖電壓的有效箝位，使其不超過預(yù)先設(shè)定的箝位電壓值，保證器件不會由于過壓造成損壞。有源電壓控制法還可以實(shí)現(xiàn)對電壓變化率dVCE/dt的控制，這樣可以根據(jù)系統(tǒng)的要求來設(shè)定相應(yīng)的電壓變化率參數(shù)，防止電壓變化率過大對系統(tǒng)造成危害。

但是從波形和分析中我們也可以看到，由于有源電壓控制法可以控制dVCE/dt，在需要較慢的dVCE/dt時，會增加開關(guān)損耗。對于此，我們可以通過優(yōu)化參考波形來減小損耗。同時，由于有源電壓控制法不需要緩沖電路來實(shí)現(xiàn)動態(tài)均壓，又減小了一部分損耗。

另外，在相同工作條件下，工作在較高頻率時，通過低耐壓IGBT串聯(lián)實(shí)現(xiàn)高電壓所產(chǎn)生的開關(guān)損耗，要比使用單只高耐壓IGBT所產(chǎn)生的開關(guān)損耗小，具體比較見表1。

進(jìn)行比較的3種英飛凌IGBT分別為1700V/1200A的器件FZ1200R17KF6C，3300V/1200A的器件FZ1200R33KF2C以及6500V/600A的器件FZ600R65KF2 （英飛凌6500V的IGBT沒有1200A的，因此只能采用兩個600A IGBT并聯(lián)實(shí)現(xiàn)1200A電流等級）。

表1中進(jìn)行比較的3種方案分別是：4個1700V器件串聯(lián)，2個3300V器件串聯(lián)和2個6500V器件并聯(lián)。數(shù)據(jù)完全來自于3個IGBT相應(yīng)的手冊。串、并聯(lián)后的測試條件包括：

⑴ 電流IC=1200A；

⑵ 電壓VCE=3600V；（每個1700V器件承受900V，每個3300V器件承受1800V，每個6500V器件承受3600V）；

⑶ 柵極電壓VGE=±15V；

⑷ 溫度TVJ=1250C；

⑸ 占空比50%。

表1中的數(shù)據(jù)計(jì)算公式見[附錄]。

從表1中可以看出，隨著IGBT的耐壓的升高，開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗等相應(yīng)增大。其中導(dǎo)通損耗增大的幅度相對不大，而開關(guān)損耗增大的幅度則相當(dāng)大。1700V/1200A IGBT一個開關(guān)周期消耗的能量僅為0.81J，3300V/1200A IGBT一個開關(guān)周期消耗的能量增加為3.7J，而6500V/600A IGBT一個開關(guān)周期消耗的能量達(dá)到了9.4J。如果用兩個6500V/600A IGBT并聯(lián)，實(shí)現(xiàn)1200A的電流等級，則一個開關(guān)周期消耗的能量達(dá)到了18.8J。如此大的差距，在高頻情況下，將產(chǎn)生極大的損耗差別。

通過串并聯(lián)實(shí)現(xiàn)相同的電壓、電流等級后，在開關(guān)頻率為500Hz時，3種方式的損耗相近，其中3300V/1200A IGBT的損耗最小。隨著頻率的升高，高耐壓IGBT的開關(guān)損耗越來越高。當(dāng)工作頻率為10kHz時，采用6500V IGBT方案的總損耗已達(dá)到191.18kW，而采用4個1.7kV IGBT串聯(lián)的總損耗僅為39.84kW，相差4.8倍，而采用3300V IGBT的方案總損耗居中。

即使考慮到增加冗余量，通過使用5個1700V IGBT來實(shí)現(xiàn)一個6500V IGBT的應(yīng)用，損耗仍然小很多，但是增加的冗余量，使得在有一個IGBT損壞的情況下，將其短路后，系統(tǒng)仍然能夠正常工作。

而考慮到使用有源電壓控制技術(shù)，基于控制dVCE/dt的考慮，而相比傳統(tǒng)開關(guān)方式多甚至50%的損耗，采用多個低耐壓IGBT串聯(lián)的損耗仍然比使用高耐壓IGBT要低很多。

除了損耗和冗余度的優(yōu)勢外，在價格方面采用串聯(lián)低耐壓IGBT的方案，也往往具有優(yōu)勢。并且低耐壓IGBT由于需求量大，渠道暢通，供貨周期也相對較短。

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5 結(jié)論

通過以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果和分析，表明了有源電壓控制技術(shù)是實(shí)現(xiàn)IGBT可靠串聯(lián)的一種良好的方案。另一方面，在較高工作頻率下，采用低耐壓器件串聯(lián)比采用單只高耐壓器件具有多種好處，包括低損耗、低成本、高冗余度等?？紤]到在目前的技術(shù)條件下，單個IGBT器件的耐壓值再繼續(xù)提高難度很大，所以能夠?qū)崿F(xiàn)IGBT器件可靠串聯(lián)的有緣電壓控制技術(shù)具有廣泛的應(yīng)用空間。

[附錄]

Ps即Pswitching，是單個IGBT的開關(guān)損耗：Pswitching=( Eon+ Eoff)*f

Pc即Pconduction，是單個IGBT的導(dǎo)通損耗：

Pconduction=VCE,on*Ic*D

其中D為占空比，設(shè)定為50%，則平均的Pconduction應(yīng)為：

Pconduction=VCE,on*Ic*0.5

Pts即Ptotal,single，是單個IGBT的總功率損耗：Ptotal=Pswitching+ Pconduction

Pt即Ptotal，是串、并聯(lián)后每個方案中IGBT的

總功率損耗：

Ptotal=Ptotal,single*N

其中N是串、并聯(lián)個數(shù)。

參考文獻(xiàn)

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