摘要：低噪聲放大器是超寬帶接收機系統中最重要的模塊之一，設計了一種可應用于3．1～5．2 GHz頻段超寬帶可變增益低噪聲放大器。電路輸入級采用共柵結構實現超寬帶輸入匹配，并引入電流舵結構實現了放大器的可變增益。仿真基于TSMC0．18μm RF CMOS工藝。結果表明，在全頻段電路的最大功率增益為10．5 dB，增益平坦度小于0．5 dB，噪聲系數小于5 dB。輸入反射系數低于-15 dB，在1．8 V電源電壓下，功耗為9 mW。因此，該電路能夠在低功耗超寬帶射頻接收機系統中應用。
關鍵詞：超寬帶；可變增益；低噪聲放大器；電流舵；低功耗
0 引言
超寬帶(UWB)無線通信技術因具有低功耗，高傳輸速率以及抗干擾能力強等優(yōu)點，近年來在WPAN、無線USB等高速無線通信領域，以及無線傳感器網絡、可植入式醫(yī)療器具等低功耗領域得到了廣泛的關注。UWB頻譜范圍為3．1～10．6 GHz，在近距離傳輸距離(10 m)內能夠達到480 MHz。目前，在超寬帶系統的標準上存在兩種方案：直接序列(DS-CDMA)和多帶OFDM(MB-OFDM)，而2種方案的低頻段均工作在3．1～5．2 GHz，因此3．1～5．2 GHz UWB收發(fā)系統是最近的研究熱點。
低噪聲放大器(LNA)是UWB接收機的最為關鍵的模塊之一，對接收信號進行適當放大的同時盡可能的引入低的噪聲，其噪聲和增益直接影響到了整個接收機的靈敏度和動態(tài)范圍。目前常見的寬帶LNA包括分布式、噪聲取消以及電阻負反饋結構等結構。分布式LNA雖然能夠達到較高的增益和低的噪聲，但是功耗過大；電阻負反饋結構雖然降低了功耗，但反饋電阻引入了較大的噪聲；噪聲取消電路能夠在各個性能之間平衡，但是由于其結構的特殊性，不能夠實現增益的可變。
本文提出了一種超寬帶可變增益的低噪聲放大器結構，輸入級采用共柵結構實現寬帶輸入匹配，并引入Current-steering結構實現了放大器的可變增益，以犧牲少量噪聲性能的代價獲得寬的帶寬、少的電感數以及增益可變等特性。
1 UWB LNA電路的設計
寬帶低噪聲放大器電路結構一般由3部分組成：輸入匹配網絡，放大模塊以及輸出Buffer。設計時可以單獨對每個模塊進行優(yōu)化。輸入匹配網絡需要在不引入額外噪聲的情況下使得端口反射系數S11最小化，完成寬帶匹配；放大模塊對輸入信號進行一定的放大，同時抑制下一級電路的噪聲；輸出Buffer在不影響電路性能的同時提供大的驅動能力，同時滿足輸出匹配。而UWB-LNA的難點主要體現在在寬的頻段內很難實現輸入輸出阻抗匹配。圖1為提出的UWB-LNA的電路圖，現對LNA的各個模塊進行分析。
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1．1 超寬帶輸入阻抗以及輸出阻抗
輸入阻抗匹配如圖2所示。
忽略電感Ls的寄生電阻，由圖2(b)可得出電路的輸入阻抗為：
式中：gm為M1管的跨導；Cgs為M1的寄生電容。從式(1)中可以分析出，在頻率較低時，(gm+sCgs)sLs<<1，Zin≈sLs，輸入阻抗趨近于0，因此，在輸入頻率較低時的輸入電阻由源級電感決定。在圖2(a)中可以直觀的看出，低頻率時Ls近似的將M1的源端短接到地。當頻率增加至GHz時，(gm+sCgs1)sLs>>1，，對于一般的MOS管而言，Cgs低于100fF，而gm在幾十mS左右，本文所設計的LNA工作在3．1～5．2 GHz，gm遠大于sCgs1，所以在所需頻段內。因此為了將輸入阻抗精確匹配到50 Ω，可以調整gm到20 ms。為了兼顧輸入匹配性能和版圖面積開銷，Ls為10nH。
輸出阻抗匹配：
如圖1所示，在最大增益處(忽略M2和M3的寄生電容)，第一級的輸出阻抗為：
Rout=(RL+sLD)∥(gm2ro1ro2) (2)
很顯然，為了實現一定的增益值，Rout并一定為50 Ω，同時隨著增益的變化Rout也跟著變化。為了保證在不同增益以及所需帶寬內實現50 Ω的阻抗匹配，在輸出級采用常用的源級跟隨器結構，同時也提供了大的驅動能力。
可見，Rout不隨頻率的變化，通過適當調整可以實現輸出阻抗匹配。
1．2 可編程增益控制技術
被接收信號很容易遭到多路衰減，為了保證接收機有恒定的信號輸出，需要對接收機中的放大器模塊(LNA，PGA)進行增益的控制。實現增益的可調一般采用兩種辦法：改變輸入管的跨導，改變負載電阻。為了保證輸入阻抗匹配，跨導必須為20 mS，所以改變輸入跨導會造成輸入阻抗匹配特性的衰減；如果改變輸出電阻，必須在每個支路加一個電感來保證寬帶內增益的平坦，這樣就增加了額外的面積。因此，電路引入了current Steering結構通過3個數字信號控制流到負載電阻的電流，實現了增益的改變。[!--empirenews.page--]
在圖1中，M2為cascode結構的共柵級，可以消除miller效應的影響，同時降低輸出回波損耗。M21M22和M23的寬長比之和為M1的寬長比，同時，M21與M31，M22與M23，M23與M33的尺寸相同，這樣是為了保證在數字控制的過程中，流入M1的電流不變，使電路有良好的輸入阻抗匹配性能。
在小信號圖中，gm2為M2管的跨導，gm3為M3的跨導，流入M1的電流為流入M2和M3的電流之和?？梢缘贸觯?br />
gm1=gm2+gm3 (4)
第一級放大器的增益：Av=gm(R／RL)，其中gm為電路的整體跨導，RL為等效負載阻抗，R為從輸出端看進去的電路的阻抗。通過小信號分析：
從式(5)看出，電路的跨導僅由M3的跨導決定，因而可以通過直接控制gm3來實現增益的可變。電路的增益為：
從式(6)中可以看出，控制管的變化也影響到了輸出電阻，因此，為了實現特定的增益，需要適當的設定M3的寬長比。
本文設置了3個不同的增益，并且實現了5 dB的步長，通過G[210]來控制M3的跨導，詳細增益列表如表1所示。
1．3 LNA噪聲分析
對于一個級聯系統，第一級電路的噪聲性能對整個電路的噪聲系數影響很大，因而主要分析第一級電路的噪聲系數。通過優(yōu)化電路參數、忽略電感的寄生電阻效應，本文的CG—LNA總的噪聲因子可以近似表示為：
從式中可以看出，增大負載RL可以降低電路的噪聲系數，但是過大的增加RL會減小電流，同為了保證恒定的跨導，需要增加管子的尺寸，同時，增加RL也會將第一級的輸出電壓降低。給定，針對0．18μm下的MOSFET，假設ωT=2π*80 GHz，電阻的取值分別為Rs=50 Ω，RL=200 Ω。當頻率從1 GHz增加到6 GHz時，根據式(7)計算所得的噪聲系數為4．9～5．3 dB，這和仿真結果較為近似。
2 仿真結果與討論
采用TSMC提供的0．18μm RF CMOS工藝進行模擬仿真。圖4是LNA S21的仿真結果。在3．1～5．2 GHz的帶寬內，LNA能夠獲得非常平坦的增益特性，共有3種增益模式：10．4 dB，4．9 dB，-1 dB，控制步長約為5 dB，帶內增益波動小于0．5 dB。圖5是LNA輸入輸出回波損耗(S11，S22)的仿真結果。S11和S22在整個頻段內均小于-15 dB，匹配性能良好。圖6是LNA IIP3的仿真結果。在輸入信號為4 GHz時，IIP3為-0．5 dB。圖7是LNA的噪聲性能，在整個工作頻段內的最低噪聲為4．6 dB，噪聲系數在高頻段惡化的主要原因在于器件寄生的噪聲性能會隨頻率升高而逐漸惡化，此外，由于電路設計時需要在各方面與噪聲進行折中，所以適當的犧牲了噪聲性能。
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表2是本工作于近幾年報道的UWB LNA性能的比較?？梢钥闯?，本文設計的電路具有功耗小，匹配性能良好以及增益可變的優(yōu)勢。
3 結語
利用TSMC 0．18μm RF CMOS工藝，設計了一種應用于3．1～5．2 GHz頻段超寬帶可變增益低噪聲放大器。放大器輸入級輸入級采用共柵結構實現寬帶輸入匹配，并引Current-steering結構實現了放大器的可變增益。仿真結果表明，在工作頻段內電路的最大功率增益為10．5 dB，增益平坦度小于0．2 dB，噪聲系數小于5 dB，輸入反射系數低于-15 dB，在1．8 V電源電壓下的功耗僅為9 mW。其性能滿足超寬帶系統的要求。
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