IGBT，中文名字為絕緣柵雙極型晶體管，它是由MOSFET(輸入級)和PNP晶體管(輸出級)復(fù)合而成的一種器件，既有MOSFET器件驅(qū)動功 率小和開關(guān)速度快的特點(diǎn)(控制和響應(yīng))，又有雙極型器件飽和壓降低而容量大的特點(diǎn)(功率級較為耐用)，頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常 工作于幾十kHz頻率范圍內(nèi)。
理想等效電路與實際等效電路如圖所示：
IGBT 的靜態(tài)特性一般用不到，暫時不用考慮，重點(diǎn)考慮動態(tài)特性(開關(guān)特性)。
動態(tài)特性的簡易過程可從下面的表格和圖形中獲?。?/p>
IGBT的開通過程
IGBT 在開通過程中，分為幾段時間
1.與MOSFET類似的開通過程，也是分為三段的充電時間
2.只是在漏源DS電壓下降過程后期，PNP晶體管由放大區(qū)至飽和過程中增加了一段延遲時間。
在上面的表格中，定義了了：開通時間Ton，上升時間Tr和Tr.i
除了這兩個時間以外，還有一個時間為開通延遲時間td.on:td.on=Ton-Tr.i
IGBT在關(guān)斷過程
IGBT在關(guān)斷過程中，漏極電流的波形變?yōu)閮啥巍?/p>
第一段是按照MOS管關(guān)斷的特性的
第二段是在MOSFET關(guān)斷后，PNP晶體管上存儲的電荷難以迅速釋放，造成漏極電流較長的尾部時間。
在上面的表格中，定義了了：關(guān)斷時間Toff，下降時間Tf和Tf.i
除了表格中以外，還定義trv為DS端電壓的上升時間和關(guān)斷延遲時間td(off)。
漏極電流的下降時間Tf由圖中的t(f1)和t(f2)兩段組成，而總的關(guān)斷時間可以稱為toff=td(off)+trv十t(f)，td(off)+trv之和又稱為存儲時間。
從下面圖中可看出詳細(xì)的柵極電流和柵極電壓，CE電流和CE電壓的關(guān)系：
從另外一張圖中細(xì)看MOS管與IGBT管柵極特性可能更有一個清楚的概念：
開啟過程[!--empirenews.page--]
關(guān)斷過程
嘗試去計算IGBT的開啟過程，主要是時間和門電阻的散熱情況。
C.GE 柵極-發(fā)射極電容
C.CE 集電極-發(fā)射極電容
C.GC 門級-集電極電容(米勒電容)
Cies = CGE + CGC 輸入電容
Cres = CGC 反向電容
Coes = CGC + CCE 輸出電容
根據(jù)充電的詳細(xì)過程，可以下圖所示的過程進(jìn)行分析
對應(yīng)的電流可簡單用下圖所示：
第1階段：柵級電流對電容CGE進(jìn)行充電，柵射電壓VGE上升到開啟閾值電壓VGE(th)。這個過程電流很大，甚至可以達(dá)到幾安培的瞬態(tài)電流。在這個階 段，集電極是沒有電流的，極電壓也沒有變化，這段時間也就是死區(qū)時間，由于只對GE電容充電，相對來說這是比較容易計算的，由于我們采用電壓源供電，這段 曲線確實是一階指數(shù)曲線。
第2階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，IGBT的開始開啟的過程了，集電極電流開始增加，達(dá)到最大負(fù)載電流電流IC，由于存在二極管的反向恢復(fù)電流，因此這個過程與MOS管的過程略有不同，同時柵極電壓也達(dá)到了米勒平臺電壓。
第3階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，這個時候VGE是完全不變的，值得我們注意的是Vce的變化非常快。
第4階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，隨著Vce緩慢變化成穩(wěn)態(tài)電壓，米勒電容也隨著電壓的減小而增大。Vge仍舊維持在米勒平臺上。[!--empirenews.page--]
第5階段：這個時候柵極電流繼續(xù)對Cge充電，Vge電壓開始上升，整個IGBT完全打開。
我的一個同事在做這個將整個過程等效為一階過程。
如果以這個電路作為驅(qū)動電路的話：
驅(qū)動的等效電路可以表示為：
利用RC的充放電曲線可得出時間和電阻的功率。
這么算的話，就等于用指數(shù)曲線，代替了整個上升過程，結(jié)果與等效的過程還是有些差距的。
不過由于C.GE，C.CE，C.GC是變化的，而且電容兩端的電壓時刻在變化，我們無法完全整理出一條思路來。
很多供應(yīng)商都是推薦使用Qg來做運(yùn)算，計算方法也可以整理出來，唯一的變化在于Qg是在一定條件下測定的，我們并不知道這種做法的容差是多少。
我覺得這種做法的最大的問題是把整個Tsw全部作為充放電的時間，對此還是略有些疑惑的。
說說我個人的看法，對這個問題，定量的去計算得到整個時間非常困難，其實就是仿真也是通過數(shù)字建模之后進(jìn)行實時計算的結(jié)果，這個模型與實際的條件進(jìn)行對比也可能有很大的差距。
因此如果有人要核算整個柵極控制時序和時間，利用電容充電的辦法大致給出一個很粗略的結(jié)果是可以的，如果要精確的，算不出來。
對于門級電阻來說，每次開關(guān)都屬于瞬態(tài)功耗，可以使用以前介紹過的電阻的瞬態(tài)功率進(jìn)行驗算吧。
電阻抗脈沖能力
我們選電阻的大小是為了提供足夠的電流，也是為了足夠自身散熱情況。
前級的三極管，這個三極管的速度要非常快，否則如果進(jìn)入飽和的時間不夠短，在充電的時候?qū)⒖赡苡秀Q制作用，因此我對于這個電路的看法是一定要做測試?？蛰d的和帶負(fù)載的，可能情況有很大的差異。[!--empirenews.page--]
柵極驅(qū)動的改進(jìn)歷程和辦法(針對米勒平臺關(guān)斷特性)
前面都講了一些計算的東西，這次總結(jié)一些設(shè)計法則。
柵極電阻：其目的是改善控制脈沖上升沿和下降沿的斜率，并且防止寄生電感與電容振蕩，限制IGBT集電極電壓的尖脈沖值。
柵極電阻值小——充放電較快，能減小開關(guān)時間和開關(guān)損耗，增強(qiáng)工作的耐固性，避免帶來因dv/dt的誤導(dǎo)通。缺點(diǎn)是電路中存在雜散電感在IGBT上產(chǎn)生大的電壓尖峰，使得柵極承受噪聲能力小，易產(chǎn)生寄生振蕩。
柵極電阻值大——充放電較慢，開關(guān)時間和開關(guān)損耗增大。
一般的：開通電壓15V±10%的正柵極電壓，可產(chǎn)生完全飽和，而且開關(guān)損耗最小，當(dāng)《12V時通態(tài)損耗加大，》20V時難以實現(xiàn)過流及短路保護(hù)。關(guān)斷偏壓-5到-15V目的是出現(xiàn)噪聲仍可有效關(guān)斷，并可減小關(guān)斷損耗最佳值約為-8～10V。
柵極參數(shù)對電路的影響
IGBT內(nèi)部的續(xù)流二極管的開關(guān)特性也受柵極電阻的影響，并也會限制我們選取柵極阻抗的最小值。IGBT的導(dǎo)通開關(guān)速度實質(zhì)上只能與所用續(xù)流二極管反向恢 復(fù)特性相兼容的水平。柵極電阻的減小不僅增大了IGBT的過電壓應(yīng)力，而且由于IGBT模塊中di/dt的增大，也增大了續(xù)流二極管的過壓極限。
柵極電阻與關(guān)斷變化圖
柵極驅(qū)動的印刷電路板布線需要非常注意，核心問題是降低寄生電感，對防止?jié)撛诘恼袷帲瑬艠O電壓上升速率，噪音損耗的降低，降低柵極電壓的需求或減小柵極保護(hù)電路的效率有較大的影響。
措施
因此將驅(qū)動至柵極的引線加粗，將之間的寄生電感減至最低。控制板與柵極驅(qū)動電路需要防止功率電路和控制電路之間的電感耦合。[!--empirenews.page--]
當(dāng)控制板和IGBT控制端子不能直接連接時，考慮用雙股絞線(2轉(zhuǎn)/CM小于3CM長)或帶狀線，同軸線進(jìn)行連接。
柵極保護(hù)
為了保險起見，可采用TVS等柵極箝位保護(hù)電路，考慮放置于靠近IGBT模塊的柵極和發(fā)射極控制端子附近。IGBT基礎(chǔ)與運(yùn)用-2 中英飛凌的電路比較典型。
耦合干擾與噪聲
IGBT的開關(guān)會使用相互電位改變，PCB板的連線之間彼此不宜太近，過高的dv/dt會由寄生電容產(chǎn)生耦合噪聲。要減少器件之間的寄生電容，避免產(chǎn)生耦合噪聲。
由于IGBT等功率器件都存在一定的結(jié)電容，所以會造成器件導(dǎo)通關(guān)斷的延遲現(xiàn)象。雖然我們盡量考慮去降低該影響(提高控制極驅(qū)動電壓電流，設(shè)置結(jié)電容釋放 回路等)。但是為了防止關(guān)斷延遲效應(yīng)造成上下橋臂直通，因為一個橋臂未完全關(guān)斷，而另一橋臂又處于導(dǎo)通狀態(tài)，直通炸模塊后后果非常嚴(yán)重(最好的結(jié)果是過 熱)。
死區(qū)時間(空載時間)設(shè)置
在控制中，人為加入上下橋臂同時關(guān)斷時間，以保證驅(qū)動的安全性。死區(qū)時間大，模塊工作更加可靠，但會帶來輸出波形的失真及降低輸出效率。死區(qū)時間小，輸出波形要好一些，只是會降低可靠性，一般為us級，典型數(shù)值在3us以上。
在汽車電子應(yīng)用中，特別要注意環(huán)境溫度對toff的影響很大，使得toff延長，并且柵極電阻的加入也是的關(guān)斷時間受一定的影響，因此需要進(jìn)行調(diào)整。
IGBT柵極引起的問題列表(紅色部分圈注的)：
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