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[導(dǎo)讀]  1 引言  近年來,隨著無線通信技術(shù)的迅速發(fā)展,對全集成、高性能、低成本的無線收發(fā)機的需求變得越來越迫切。而發(fā)射機系統(tǒng)中的一個關(guān)鍵模塊就是功率放大器,從功耗方

  1 引言

  近年來,隨著無線通信技術(shù)的迅速發(fā)展,對全集成、高性能、低成本的無線收發(fā)機的需求變得越來越迫切。而發(fā)射機系統(tǒng)中的一個關(guān)鍵模塊就是功率放大器,從功耗方面考慮,功率放大器的功率損耗在發(fā)射機的總功耗中占有很大比例。于是一個高效率的CMOS 功率放大器的設(shè)計就顯得尤為重要。而隨著RF CMOS技術(shù)的不斷發(fā)展 ,使得基于Si CMOS工藝的射頻集成電路在GHz頻段上的性能上有了很大的提高,而且它具有高集成度、低功耗、低成本的特點,能夠和基帶數(shù)字電路相兼容。最終可以實現(xiàn)片上系統(tǒng)集成(SOC)。所以近年來對于Si的CMOS射頻集成電路的研究成為國際上研究的熱點。

  功率放大器通常分為線性和非線性兩大類,線性放大器有四種: A、B 、AB和 C,它們的主要差別在于柵極偏置情況不同,這類傳統(tǒng)的功率放大器具有較高的線性度,但效率較低;非線性放大器主要有D、E和F。對于本文的無線局域網(wǎng)而言,由于要求具備高線性。所以兩級分別采用的是A和AB類放大模式。

  2 功率放大器的電路設(shè)計

  一個典型的功率放大器一般包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、晶體管放大電路、級間匹配網(wǎng)絡(luò)、偏置網(wǎng)絡(luò)和輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)等 ,如下圖1所示。

  

 

  圖1 功率放大器結(jié)構(gòu)框圖

  2.1 自偏置共源共柵(Cascode)結(jié)構(gòu)

  對于功放而言,標準的0.18um CMOS工藝的晶體管漏柵間的最大電源電壓為2V,擊穿電壓大約是4V。在功放中,管子漏端的直流與交流電壓之和可達到2-3倍的電源電壓,這就給管子的柵氧化層帶來擊穿的危險。在設(shè)計PA時,晶體管所能承受的最高電壓Vmax受到晶體管擊穿電壓的限制,而最小電壓則受到Knee電壓的限制。而功率放大器采用Cascode結(jié)構(gòu)可以緩解晶體管擊穿的壓力,提高功率放大器輸出電壓的擺幅,從而降低對晶體管最大電流能力的要求,提高功率放大器的效率,并減小輸出晶體管的尺寸。實際在共源共柵結(jié)構(gòu)的放大器中,共柵晶體管是電壓擊穿和熱載流子效應(yīng)的瓶頸。

  所以本文采用了Cascode自偏置結(jié)構(gòu)和厚柵器件,不僅可以改善深亞微米CMOS器件的低擊穿電壓,同時還可以減小熱載流子效應(yīng)影響。圖3所示的傳統(tǒng)Cascode放大器中M2的柵漏電壓波形,Vg2一直固定在3V,Vd2的正峰值電壓在4.8V,所以柵漏電壓差為1.8V。為了克服這個問題,圖4所示為自偏置Cascode結(jié)構(gòu)放大電路,該結(jié)構(gòu)把M2管的漏端交流電壓Vd2引入到柵端Vg2上,使我們在設(shè)計功放時兩個MOS管盡可能有相同的最大漏柵電壓。所以,在熱載流子效應(yīng)出現(xiàn)之前M2管有一個大的信號擺幅。對G2的偏置是通過Rb-Cb來實現(xiàn)的。圖6所示為M2管的Vd2對Vg2的電壓波形,其最大電壓差為1.4V。與傳統(tǒng)電路比較降低了0.4V,所以自偏置的M2管的Vdg的電壓差相對傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的M2管降低了23%。

  

 

  圖2 傳統(tǒng)的Cascode放大器

  

 

  圖3 傳統(tǒng)的Cascode放大器中M2的柵漏電壓波形

  

 

  圖4 自偏置Cascode放大器

  

 

  圖5 自偏置Cascode放大器的等效電路圖

  根據(jù)上面的等效電路圖,我們能夠得到兩個

的表達式:

 

  

(1)

 

  

(2)

 

  同理,我們也可以得到兩個

的表達式:

 

  

 

  (3)

  

(4)

 

  把(2)式代入式(3)和式(4),并令它們相等可得下面的增益表達式:

  

(5)

 

  

(6) [!--empirenews.page--]

 

  

(7)

 

  

(8)

 

  從(8)式的增益表達式可知,如果Rb或cb增加,放大器的增益都會有所增加,但是通過電路仿真后的電壓波形可知,若Rb或cb增加,導(dǎo)致Vg2的電壓擺幅的降低,從而漏端節(jié)點電壓波形將會在輸入功率較低的情況下就開始失真。所以Rb或cb的值不僅要依據(jù)M1和M2管盡可能有相同的柵漏信號擺幅,同時也力求在增益和線性之間有個較好的折中來確定。

  

 

  圖6 自偏置Cascode放大器中M2的柵漏電壓波形

  2.2 功率放大器的設(shè)計與仿真

  對于本文的無線局域網(wǎng)應(yīng)用而言,由于采用的是非恒包絡(luò)調(diào)制,要求具備高線性,所以本功率放大器第一級工作在A類,第二級工作在AB類。A類放大模式能提供更好的線性度,而AB類放大模式比A類放大模式又具備更高的效率。所以,本文的功放在線性度和效率之間進行了較好的折中。

  2.2.1 放大電路設(shè)計

  為了達到功放的設(shè)計要求,由于高頻下單級放大器不能實現(xiàn)預(yù)定的功率增益指標,所以采用兩級放大結(jié)構(gòu)。如圖7所示,第一級采用共源共柵結(jié)構(gòu),在提供合適的電壓增益的同時 ,提高了前后級電路的隔離度,為阻抗匹配提供了便利條件。第二級采用的是厚柵的共源結(jié)構(gòu)以承受更高的電源電壓。主體分為以下幾個部分:(1) C1、C2、L1為輸入阻抗匹配,片內(nèi)實現(xiàn),使電路的輸入端與50Ω端口匹配。

  L3為第一級放大電路的扼流電感,考慮到功放中流過的電流很大,片外實現(xiàn)。(2) M1與M2為驅(qū)動級。(3) C5、C6、L4為級間匹配網(wǎng)絡(luò),除了兩級之間匹配外,還可以用于調(diào)整放大電路的增益平坦度[5]。(4) M3為功率級。(5) C8、C9、L7構(gòu)成∏型輸出匹配網(wǎng)絡(luò),能夠有效抑制偶次諧波分量,實現(xiàn)最佳負載匹配[6]。為了減少損耗,輸出匹配網(wǎng)絡(luò)C8、C9、L7和扼流電感L6也采用片外實現(xiàn)。(6) CMOS的接地電感對放大器的增益和效率有很大影響,所以在電路仿真時把鍵合線和pad的寄生效應(yīng)一起考慮了。其中L2和L5為多PAD的鍵合線電感。

  

 

  圖7 功率放大器電路圖

  2.2.2 仿真結(jié)果

  電路的性能仿真和優(yōu)化是利用Agilent 公司的ADS(Advanced Design System)軟件完成的。放大器中的晶體管工作在大信號狀態(tài),非線性效應(yīng)非常顯著,因此設(shè)計放大器電路時,小信號電路的等效模型不再適用,必須充分考慮晶體管的非線性特性。圖8為仿真得到的輸出功率、增益和PAE隨輸入功率的變化曲線。由圖可知,在輸入功率小于0dBm的信號范圍內(nèi),該功放的增益有22dB。在1dB功率增益壓縮點處輸出功率為22dBm,相應(yīng)的PAE為30.4%。圖9為功放的S11參數(shù)隨頻率的變化曲線圖,由圖可知,S11在中心頻率2.45GHz附近都小于-20dB所以輸入匹配基本達到設(shè)計要求。

  

 

  圖8 輸出功率、增益和PAE隨輸入功率的變化曲線

  另外,仿真所得到的其它重要參數(shù)有:輸出三階交接點約為29 dBm;穩(wěn)定因子K在工作頻段內(nèi)有K>1。

  

 

  圖9 功放的S11參數(shù)曲線

  2.2.3 版圖設(shè)計

  版圖設(shè)計采用了 Cadence軟件。功率放大器采用 SMIC 0.18μm CMOS工藝。其中放大電路中使用的晶體管采用射頻模型。本版圖設(shè)計主要考慮了以下幾個方面的問題:

  (1)由于功放中流過的電流很大,所以在電源線和地線采用幾層金屬并聯(lián)的方式來避免發(fā)生電遷移。(2)接地鍵合線的寄生電感嚴重影響各級電路的功率輸出。所以,為了使接地鍵合線寄生電感盡量小,設(shè)置多個對地焊盤并引出多條鍵合線到地線上。(3)對于高頻信號線 ,盡量采用頂層和上層金屬 ,且最好遵循最短信號線的原則用于減少寄生電容、耦合等因素引起的損耗。

  

 

  圖10 PA版圖

  3 結(jié)論

  采用SMIC 0.18um CMOS 工藝RF模型設(shè)計了工作于2.45GHz WLAN功率放大器。通過自偏置技術(shù)的應(yīng)用,該功放工作在3V電源電壓下,其仿真性能指標表明最大輸出功率可達24.5dBm,對應(yīng)的PAE達到40%,功率增益為23dB,適合無線局域網(wǎng)802.11b的系統(tǒng)應(yīng)用。

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