用一個串聯反饋電路來設定輸出阻抗節(jié)省產生3dB的輸出功率損耗

人們經常對運放采用串聯終結方式，以匹配負載的阻抗。但這種實用方法會在終結電阻上產生3dB的輸出功率損耗（圖1）。較新型運放采用3V和5V工作，限制了輸出擺幅，這意味著應避免采用串聯匹配電阻方法。另一種辦法是用一個串聯反饋電路來設定輸出阻抗。在40多年前，GTE Lenkurt電子公司的一名高級研究工程師John Wittman就介紹過這一技術。

圖1,采用一個與負載相等的串聯終結電阻會浪費3dB的功率，使輸出擺幅減半。

采用了這種技術后，設定輸出阻抗可以增加6dB的相互反饋，獲得優(yōu)于30dB的返回損耗。需要增加的是一只串聯電流檢測電阻、另一只運放，以及一個限流電阻（圖2）。本例顯示的是高側傳感器和一個非平衡負載。正向放大器設計為兩倍于空載所需增益。在本例中，開路增益為2.7,輸入阻抗為1Ω。輸入電流為1A,輸入信號為1V.

圖2,這種方法采用了一個高側電流檢測電阻和第二只放大器，將輸出阻抗設定為匹配于負載，從而可以達到幾乎全部輸出擺幅。

為匹配放大器的1Ω負載，串聯反饋電路必須從運放的負輸入端轉出一半的輸入電流。原1A輸入電流流經RF?,減少到0.5A,意味著輸出電壓是開路電壓的一半。輸出阻抗現在為1Ω，串聯反饋為6dB,于是輸出阻抗能與負載相匹配，并仍能獲得放大器的幾乎滿電壓擺幅，再也不會在串聯終結上浪費掉一半輸出功率。本例使用的電流檢測電阻值是輸出負載的3%,這樣功耗將為3%.通過仔細設計，可以將功耗降低到1%以下。

在電信線路中，為獲得縱向平衡，兩根導線的對地阻抗應該相等?？v向平衡可防止出現串擾與60Hz感應噪聲。這在DSL（數字用戶線）服務的較高頻率下也很重要。電信公司一般采用變壓器來提供80dB~120dB的縱向平衡。變壓器也隔離了閃電等所導致的瞬流。這一技術的應用可以通過變壓器耦合與低側的電流檢測（圖3）。設計過程仍然相同，不過只要兩只電阻就可以提供6dB的反饋。

用狀態(tài)方程可以做電路分析的形式化。對于圖2中的電路，由于運放的負輸入端為虛擬地，可以獲得輸入電壓與電流的關系：IIN=（VIN- V-）/1Ω=VIN/1Ω。由于運放的負輸入端為高阻抗，因此該端點的電流必須加到0A上，由此可獲得另一個方程。

匯總V-上的電流，但結點電流要參照檢測電阻，包括0.3Ω的電阻以及0.03Ω的檢測電阻：0=VIN/1Ω+VOUT/2.7Ω+0.37VOUT/ RLOAD.可以將電路函數以矢量和矩陣形式表示：（I）=（ADMITTANCE）&mes;（V）。還可以對適當的電流狀態(tài)做展開：

然后，展開成電壓的矢量表示式：

將這些值代入（I）= （ADMITTANCE）&mes;（V），解出（V）：

對于圖2中的電路，強制函數為I1;輸入電流為1A.對導納矩陣求反，然后乘以電流矢量，就可以得到電壓矢量。用惠普公司的HP-48計算器可以完成這個艱難的工作。獲得的結果是：VIN為1V,計算出VOUT為-1.35V,是無負載增益2.7的一半。然后對1000Ω的負載電阻重復這個分析：

對矩陣（Y）求反，乘以I矩陣，I1為1A,得到一個開路負載的電壓矢量，VIN等于1V,而VOUT為-2.7V,從而確認了設計是正確的。

寫自己的方程時要小心；兩個從屬方程很容易導致不正確的答案。HP-48計算器是用"最小二乘法"作解算，但它不會檢查行列式為零的判斷條件，警告你有非獨立的方程。你可以用HP-48將兩個實矩陣加起來，得到一個復雜矩陣。當你的電路模型中包含有電抗性元件時，這種方法很方便。如果你更喜歡用計算機而不是紙筆，也可以用Spice分析這個電路。

圖3,還可以用低側的輸出電流檢測方法，做輸出阻抗的匹配，此時就有了一個變壓器耦合的輸出。

三個方程可以用來分析圖3的電路。輸入電流可以表示為輸入電阻的一個函數：IIN=（VIN-V-）/RIN=VIN/ RIN.如上例所述，將放大器負輸入端的電流加總為0:0=VIN/RIN+VOUT/28kΩ +（V4-V-）/900Ω，然后加上V4結點的電流：0=（V4-V-）/900Ω+（V4-VOUT）/RLOAD+V4/20Ω。將電流表示為一個矢量：

導納矩陣變?yōu)椋?/p>

此方程決定了導納矩陣（Y）。

此時，輸入電流應為100μA,負載電阻應為600Ω。使用HP-48計算器對導納矩陣求反，再乘以電流矩陣。得到的電壓矩陣可算出輸入電壓為1V,輸出電壓為-1.4V,V4為-0.05V.然后，將負載設為10000Ω。假設變壓器的磁化電感為無窮大。然后重復過程，得到輸出電壓為2.8V.

通過修改變壓器的匝數比，可以將運放最大可用信號功率與負載相匹配。計算出的最佳運放信號輸出阻抗，等于峰值輸出電壓擺幅除以運放的最大峰值能力。