當前位置:首頁 > 電源 > 功率器件
[導讀]引言 由于對逆變器高頻化的追求,硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍:開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題。因此,有

引言

由于對逆變器高頻化的追求,硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍:開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題。因此,有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關(guān)帶來的各種問題。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是:電壓先下降到零后,電流再緩慢上升到通態(tài)值,開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零,其結(jié)電容上的電壓即為零,故解決了容性開通問題,同時也意味著二極管已經(jīng)截止,其反向恢復過程結(jié)束,因此二極管的反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關(guān)斷過程為:電流先下降到零,電壓再緩慢上升到斷態(tài)值,所以關(guān)斷損耗近似為零。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零,即線路電感中電流亦為零,所以感性關(guān)斷問題得以解決。



圖1 HPWM控制方式

基于此,本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的,HPWM控制方式的ZVS軟開關(guān)技術(shù),如圖1所示。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu),即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下,有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件,最大限度地實現(xiàn)ZVS,從而達到減少損耗,降低EMI,提高可靠性的目的。

HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理

考慮到MOS管輸出結(jié)電容值的離散性及非線性,每只MOS管并聯(lián)一小電容,吸收其結(jié)電容在內(nèi)等效為C1-C4,且C1=C2=C3=C4=Ceff;D1-D4為MOS管的體二極管,則HPWM軟開關(guān)方式在整個輸出電壓的一個周期內(nèi)共有12種開關(guān)狀態(tài)。基于正負半周兩個橋臂工作的對稱性,以輸出電壓正半周為例,其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形,此時S4常通,S2關(guān)斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率,在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)近似認為輸出電壓Uo保持不變,電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時極值不變。



(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B



(d)模式B1(e)模式C (f)模式C1

圖2 HPWM軟開關(guān)方式工作狀態(tài)及電路模式



圖3 ZVS方式主要波形

1)模式A[t0,t1] S1和S4導通,電路為+1態(tài)輸出模式,濾波電感電流線性增加,直到t1時刻S1關(guān)斷為止。電感電流:

iL(t)=(1)

2)模式A1[t1,t2]在t1時刻,S1關(guān)斷,電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路,給C1充電,同時C3放電。由于C1、C3的存在,S1為零電壓關(guān)斷。在此很短的時間內(nèi),可以認為電感電流近似不變,為一恒流源,則C1兩端電壓線性上升,C3兩端電壓線性下降。t2時刻,C3電壓下降到零,S3的體二極管D3自然導通,結(jié)束電路模式A1.

I1=iL(t1)(2)

uc1(t)=t2(3)

uc3(t)=Ud-t(4)

3)模式B[t2,t3] D3導通后,開通S3,所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移,此時S3工作于同步整流狀態(tài),電流基本上由S3流過,電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài),電感電流線性減小,直到t3時刻,減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS,則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1.

iL(t)=I1-t(5)

tdead1>(6)

4)模式B1[t3,t4]此時加在濾波電感Lf上的電壓為-Uo,則其電流開始由零向負向增加,電路處于零態(tài)儲能狀態(tài),S3中的電流也相應由零正向增加,到t4時刻S3關(guān)斷,結(jié)束該模式。電感電流:

iL(t)=-t(7)

5)模式C[t4,t5]與模式A1近似,S3關(guān)斷,C3充電,C1放電,同理S3為零電壓關(guān)斷。

-I0=iL(t4)(8)

uc3(t)=t(9)

uc1(t)=Ud-t(10)

t5時刻,C1的電壓降到零,其體二極管D1自然導通,進入下一電路模式。

6)模式C1[t5,t6] D1導通后,開通S1,則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移,S1工作于同步整流狀態(tài),電路處于+1態(tài)回饋模式,電感電流負向減小,直到零,之后輸入電壓正向輸出給電感儲能,回到初始模式A,開始下一開關(guān)周期。此期間電感電流:

iL(t)=-I0+(11)

同理,要保證S1零電壓開通,則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2,類似式(6),有

tdead2>(12)

多數(shù)情況下,有I1>I0,因而一般需tdead2>tdead1.

3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍

從以上的工作模式分析可知,由于電容C1及C3的存在,S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關(guān)斷;要實現(xiàn)功率管的零電壓開通,必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷,即1/2

LfiL2>1/2

CeffUd2+1/2

CeffUd2=CeffUd2(13)



在上面的分析中,下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通,因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻,即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通;對于上管來說,則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負,達到一定負向值,才能保證在下管關(guān)斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電,從而實現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中,電感電流與輸出電壓同向,即uo>0,iL>0的情況;當二者反向即iL<0時,則上下管的情況正好互換,上管容易實現(xiàn)ZVS開通,而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負半周,上下管實現(xiàn) ZVS的情況與正半周相同。

濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍,也影響到電路的效率??紤]到輸出電壓半個周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器,由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤。電感值大,電感電流瞬時值變化范圍小,ZVS實現(xiàn)的范圍減小,也就是說在較大負載情況下,在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通,從而仍然有較大的開通損耗;電感取值減小,其電流瞬時值脈動變大,則ZVS實現(xiàn)的范圍加大,開通損耗可以減小,但此時由于整個輸出周期內(nèi)電感上的瞬時電流的高頻脈動很大,因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以,電感的取值、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當折衷。


在實際應用中須做以下說明。

1)如考慮逆變器負載功率因數(shù)較大的情況,則uo,iL在整個周期大部分時間內(nèi)為同向,即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關(guān)的實現(xiàn),則可以考慮在下管驅(qū)動附加加速關(guān)斷措施,如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò),以適當增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時間。

2)由上述可知,由于要保證ZVS的實現(xiàn),則濾波電感上必然存在較大的電流脈動,因而電感的磁芯損耗比較大,實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。

3)同理,由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾,在負載范圍較大的情況下,很難折衷得到較好的效果,因此該方式只適用于較小功率的應用場合,而應用于較大功率場合時,則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。

實驗波形和結(jié)語

圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅(qū)動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出,上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關(guān)。



(a)上管



(b)下管

圖4逆變器功率管驅(qū)動(上曲線)與漏源電壓(下曲線)



圖5空載輸出電壓與電感電流



圖6阻性滿載輸出電壓及電感電流



圖7逆變器的效率

圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流??蛰d時由于電感上的電流在半個周期內(nèi)均可以過零,因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關(guān);而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少,此時上很難實現(xiàn)軟開通。要進一步確定電感取值與負載、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關(guān)系除了理論分析外,也還需要進行大量的實驗。圖7為逆變器的效率曲線,阻性滿載的輸出效率約為92%.

本站聲明: 本文章由作者或相關(guān)機構(gòu)授權(quán)發(fā)布,目的在于傳遞更多信息,并不代表本站贊同其觀點,本站亦不保證或承諾內(nèi)容真實性等。需要轉(zhuǎn)載請聯(lián)系該專欄作者,如若文章內(nèi)容侵犯您的權(quán)益,請及時聯(lián)系本站刪除。
換一批
延伸閱讀

9月2日消息,不造車的華為或?qū)⒋呱龈蟮莫毥谦F公司,隨著阿維塔和賽力斯的入局,華為引望愈發(fā)顯得引人矚目。

關(guān)鍵字: 阿維塔 塞力斯 華為

加利福尼亞州圣克拉拉縣2024年8月30日 /美通社/ -- 數(shù)字化轉(zhuǎn)型技術(shù)解決方案公司Trianz今天宣布,該公司與Amazon Web Services (AWS)簽訂了...

關(guān)鍵字: AWS AN BSP 數(shù)字化

倫敦2024年8月29日 /美通社/ -- 英國汽車技術(shù)公司SODA.Auto推出其旗艦產(chǎn)品SODA V,這是全球首款涵蓋汽車工程師從創(chuàng)意到認證的所有需求的工具,可用于創(chuàng)建軟件定義汽車。 SODA V工具的開發(fā)耗時1.5...

關(guān)鍵字: 汽車 人工智能 智能驅(qū)動 BSP

北京2024年8月28日 /美通社/ -- 越來越多用戶希望企業(yè)業(yè)務(wù)能7×24不間斷運行,同時企業(yè)卻面臨越來越多業(yè)務(wù)中斷的風險,如企業(yè)系統(tǒng)復雜性的增加,頻繁的功能更新和發(fā)布等。如何確保業(yè)務(wù)連續(xù)性,提升韌性,成...

關(guān)鍵字: 亞馬遜 解密 控制平面 BSP

8月30日消息,據(jù)媒體報道,騰訊和網(wǎng)易近期正在縮減他們對日本游戲市場的投資。

關(guān)鍵字: 騰訊 編碼器 CPU

8月28日消息,今天上午,2024中國國際大數(shù)據(jù)產(chǎn)業(yè)博覽會開幕式在貴陽舉行,華為董事、質(zhì)量流程IT總裁陶景文發(fā)表了演講。

關(guān)鍵字: 華為 12nm EDA 半導體

8月28日消息,在2024中國國際大數(shù)據(jù)產(chǎn)業(yè)博覽會上,華為常務(wù)董事、華為云CEO張平安發(fā)表演講稱,數(shù)字世界的話語權(quán)最終是由生態(tài)的繁榮決定的。

關(guān)鍵字: 華為 12nm 手機 衛(wèi)星通信

要點: 有效應對環(huán)境變化,經(jīng)營業(yè)績穩(wěn)中有升 落實提質(zhì)增效舉措,毛利潤率延續(xù)升勢 戰(zhàn)略布局成效顯著,戰(zhàn)新業(yè)務(wù)引領(lǐng)增長 以科技創(chuàng)新為引領(lǐng),提升企業(yè)核心競爭力 堅持高質(zhì)量發(fā)展策略,塑強核心競爭優(yōu)勢...

關(guān)鍵字: 通信 BSP 電信運營商 數(shù)字經(jīng)濟

北京2024年8月27日 /美通社/ -- 8月21日,由中央廣播電視總臺與中國電影電視技術(shù)學會聯(lián)合牽頭組建的NVI技術(shù)創(chuàng)新聯(lián)盟在BIRTV2024超高清全產(chǎn)業(yè)鏈發(fā)展研討會上宣布正式成立。 活動現(xiàn)場 NVI技術(shù)創(chuàng)新聯(lián)...

關(guān)鍵字: VI 傳輸協(xié)議 音頻 BSP

北京2024年8月27日 /美通社/ -- 在8月23日舉辦的2024年長三角生態(tài)綠色一體化發(fā)展示范區(qū)聯(lián)合招商會上,軟通動力信息技術(shù)(集團)股份有限公司(以下簡稱"軟通動力")與長三角投資(上海)有限...

關(guān)鍵字: BSP 信息技術(shù)
關(guān)閉
關(guān)閉