一種低漂移對(duì)稱大功率高壓直流變換器的設(shè)計(jì)

在UPS電源或DC／AC變換器設(shè)計(jì)中，需要正負(fù)對(duì)稱的直流高壓，該電壓經(jīng)逆變器后獲得50 Hz(或其他頻率)的正弦電壓。為保證負(fù)載和變換器本身可靠工作，要求輸出交流電壓的直流分量足夠小，因此獲得高度平衡對(duì)稱的直流高壓是減小直流分量的必要條件。詳細(xì)介紹了一種對(duì)稱的大功率高壓直流變換器技術(shù)方案，它通過對(duì)稱Boost變換器和脈沖變壓器采樣反饋技術(shù)實(shí)現(xiàn)了低漂移、大功率、寬輸入范圍、輸出不平衡度很小的直流高壓。詳細(xì)描述了主要參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，最后給出了測(cè)試結(jié)果。

1 引言
在UPS或DC／AC設(shè)計(jì)中，需將輸入220 V交流電壓或蓄電池電壓轉(zhuǎn)換為±375 V的直流電壓，然后交流變換器將直流電壓變換為220 V／380 V，50 Hz的正弦交流電壓，這種交流電壓往往會(huì)產(chǎn)生直流分量。交流電壓的直流分量對(duì)感性負(fù)載和變換器本身具有極大的危害；它一方面容易使磁性器件產(chǎn)生偏磁飽和，另一方面可使變換器本身過載損壞。這種直流分量在10 s內(nèi)應(yīng)小于均方根值的0．1％，這就要求變換器的輸入直流電壓不對(duì)稱偏差不大于交流輸出有效值的0．314％。為此，需設(shè)計(jì)一個(gè)低漂移、高度對(duì)稱的高壓大功率直流升壓變換器。

2 升壓變換器方案選擇
實(shí)現(xiàn)高頻大功率升壓變換器的典型方法有推挽、半橋、全橋和Boost變換等幾種方法。推挽、半橋和全橋拓?fù)涞墓餐秉c(diǎn)是：①它們都需要一個(gè)升壓變壓器，次級(jí)又需兩個(gè)對(duì)稱的升壓繞組。由于功率大，除了制造困難和體積大外，還會(huì)增加漏感，漏感會(huì)產(chǎn)生很大du／dt，對(duì)功率器件的安全工作和EMI產(chǎn)生不利影響；②電路不能實(shí)現(xiàn)正、負(fù)對(duì)稱輸出。由于輸出繞組不能做到完全對(duì)稱，而控制電路又不能對(duì)輸出電壓進(jìn)行單獨(dú)控制，故正負(fù)電壓必然產(chǎn)生誤差；半橋電路的初級(jí)電壓由電容分壓取得，更不易保證對(duì)稱輸出。另外，全橋電路驅(qū)動(dòng)復(fù)雜，成本高，損耗大；③可能發(fā)生磁性器件階梯性飽和，威脅功率器件的可靠工作。
對(duì)稱Boost變換器完全采用電子電路，雖然不能做到電路參數(shù)和輸入電壓的完全對(duì)稱，但由于有兩個(gè)相互獨(dú)立的采樣、反饋控制回路，使輸出電壓的平衡性不受電路元件參數(shù)離散性影響。

3 采樣反饋方案選擇
3．1 線性光耦采樣反饋電路
線性光耦是低壓開關(guān)電源常用的隔離反饋器件，以其價(jià)格低廉和電路簡單得到普遍應(yīng)用。然而其穩(wěn)定性和精度不適合要求較高的場(chǎng)合。光電隔離器傳輸特性如圖1所示，可見，電流傳輸比Di在if為5 mA，10 mA時(shí)分別約為1，0．67(uce=5 V)，同時(shí)uce的變化對(duì)其他參數(shù)也有較大影響；當(dāng)溫度從0～50℃變化時(shí)，Di從1．05變?yōu)?．9。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，由于其參數(shù)的離散性、時(shí)間和溫度的變化引起的不平衡度會(huì)增加到5．6％，因此光耦不適合高壓隔離取樣。

3．2 幅度調(diào)制隔離取樣反饋
該方法是將采樣電壓進(jìn)行調(diào)幅，產(chǎn)生一個(gè)幅度隨采樣電壓變換的方波信號(hào)，再驅(qū)動(dòng)變壓器或光耦，其典型電路如UC3901。該方法較適用于低壓開關(guān)電源隔離，因芯片的供電電源可直接由輸出電源提供。對(duì)于高壓變換器，此方法不宜采用。
3．3 脈沖變壓器采樣反饋
該方案采用脈沖變壓器采樣反饋電路。它用一個(gè)固定頻率、固定脈寬的降壓變換器，直接將輸出高壓變換為脈沖幅度調(diào)制的低壓信號(hào)。這種方法制作一致性好，溫度漂移極小(磁性材料的溫度范圍寬)、帶寬寬(磁性材料工作頻率高)、體積小、價(jià)格低廉．是保證輸出電壓低漂移、高度平衡對(duì)稱的有效方法。

4 對(duì)稱高壓變換器電路原理
對(duì)稱高壓直流變換器電路原理如圖2所示。

它由上下對(duì)稱的兩個(gè)Boost變換器構(gòu)成。Uin1，L1，VT3，VD3，C1構(gòu)成正電壓變換器，PWM1，T3等構(gòu)成正電壓反饋控制電路。振蕩驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生固定頻率和脈寬的脈沖信號(hào)，這樣取樣的信號(hào)完全無失真地反映了輸出電壓的瞬時(shí)變化。為保證輸出電壓低的溫度漂移，一個(gè)高精度、低漂移的電壓參考源給PWM1和PWM2供電是必要的。

5 主要元件參數(shù)設(shè)計(jì)
5．1 升壓電感設(shè)計(jì)
電感量L1，L2計(jì)算式為：


式中：Uinmin為輸入電壓最小值，Uinmin=208 V；f為工作頻率，f=20 kHz；IL為電感的平均電流；k為電感電流的紋波系數(shù)；Dmax為最大占空比，Dmax=1-Uinmin／Uo=0．45。

在式(1)中，影響電感量的關(guān)鍵參數(shù)是k的選擇。它不僅影響電流的連續(xù)性，而且影響電感的體積和成本。k越小，儲(chǔ)能和體積同時(shí)增大；反之，儲(chǔ)能和體積同時(shí)減小。所以該系數(shù)具有一個(gè)優(yōu)選值。該系統(tǒng)輸出功率12 kW，所以正、負(fù)變換器各輸出功率為6 kW，電流Io=17 A，IL=29 A，ILPK=IL+△iL／2分別取k為0．2，0．25，0．3，0．4，0．5，則L分別為806μH，646 μH，538μH，403μH，323μH。這些電感能否滿足貯存能量的要求，還需要核算。根據(jù)，可得各電感貯存的能量依次為：8．2 kW，6．88 kW，5．98 kW，4．88 kW，4．24 kW。由此可知：k取0．2過大，使電感體積和成本增加，取0．3不滿足輸出功率要求，取0．25滿足輸出功率要求。
5．2 磁芯選擇與核算
為保證電感在空載到滿載情況下電感量的穩(wěn)定和電感系數(shù)比較大，選擇鐵基磁粉芯作為線圈載體?？紤]到材料的溫度特性，工作磁通密度應(yīng)選擇在0．4Bs。這里用面積乘積法選擇磁性器件：


式中：LI2=2x344 W·S；Bw=0．6 T；Ku為窗口系數(shù)；K為鐵粉心電流密度比例系數(shù)。
填充系數(shù)通常選擇在0．25～0．45范圍內(nèi)，典型值為0．4。系數(shù)越小，體積和成本增加，系數(shù)越大，繞制難度增加，且可能造成磁場(chǎng)強(qiáng)度增加，使磁導(dǎo)率快速下降，因此需要反復(fù)核算。這里取典型值：Ku=0．4，Kj=403 A／cm4，代入式(2)得：AP=129 cm4。初選磁性材料型號(hào)為H125-640，參數(shù)為ur=125，AwAe=42．58 cm4，考慮裕量，選4塊磁芯可滿足要求。4塊磁芯并聯(lián)，匝數(shù)，直流磁場(chǎng)強(qiáng)度：H=NI／Le=53．76 Oe，查材料磁導(dǎo)率和直流偏磁曲線，如圖3所示。由圖3曲線可知：此時(shí)材料的相對(duì)磁導(dǎo)率約降為原來的60％，所以在此狀態(tài)下線圈總電感量。

故需要重新修正線圈匝數(shù)。由電感方程式可得修正線圈匝數(shù)為：。查曲線得修正后磁導(dǎo)率的下降系數(shù)約為0．48，電感L=546μH。工作磁通的核算如下：Bw=0．6uruoNI／Le=4．14×103Gs。
可見，工作磁通密度遠(yuǎn)未達(dá)到該型號(hào)的最大值1．5 T，所以工作于安全區(qū)，但電感量未能達(dá)到設(shè)計(jì)要求。原因是直流偏磁造成相對(duì)磁導(dǎo)率下降過快。如果繼續(xù)增加電感匝數(shù)，由于磁場(chǎng)強(qiáng)度增加，使磁導(dǎo)率進(jìn)一步下降。雖然當(dāng)增加到一定數(shù)量時(shí)可以滿足電感量的要求，但磁通密度、窗口系數(shù)及銅耗又不能滿足設(shè)計(jì)求。為此需要重新修改設(shè)計(jì)。修正參數(shù)，重復(fù)以上計(jì)算(略)，結(jié)果為：Ku=0．3，AP=179 cm4，Bw= 4.27×103Gs，N=28。磁芯個(gè)數(shù)5塊，L=662μH。
5．3 濾波電容選擇
濾波電容選擇主要依據(jù)紋波電壓和紋波電流。紋波電流對(duì)電解電容的主要影響是發(fā)熱，電容的等效串聯(lián)電阻必須滿足溫升要求。電容容量為：


查元件表可知，1 000μF電容紋波電流僅為4．7 A，為保證可靠性，需對(duì)電容值進(jìn)行修正，以滿足紋波電流要求。修正后電容參數(shù)2x15 00μF，其紋波電流為12．8 A，滿足設(shè)計(jì)要求。

5．4 IGBT選擇
IGBT參數(shù)選擇不僅要考慮電感支路流入的最大電流，還要考慮整流二極管的反相恢復(fù)電流，這兩個(gè)電流(將脈沖電流換算為有效值)和需滿足IGBT的電流降額。集電極的額定電流可表示為：ICr≥(ICrms+Idr_rms)／βef=125A(與工作頻率有關(guān))。據(jù)此可選擇600V／150A的IGBT。
5．5 采樣電路設(shè)計(jì)
采樣變壓器要求脈沖上升和下降時(shí)間短，輸出包絡(luò)檢波充放電時(shí)常數(shù)合適，這樣才能保證采樣波形完全不失真地反映輸出直流電壓的變化。

6 實(shí)驗(yàn)與測(cè)試結(jié)果
通過電網(wǎng)電源倍壓整流產(chǎn)生的直流電壓對(duì)該電路進(jìn)行測(cè)試。圖4a為輸入交流電壓242 V空載時(shí)輸出直流電壓波形，圖4b為輸入交流電壓194．5 V重載時(shí)輸出直流電壓波形。測(cè)試結(jié)果表明，空載和重載情況下，正、負(fù)母線電壓偏差幾乎為零；最大輸出功率為13 kW；溫度與時(shí)間漂移產(chǎn)生的正負(fù)電壓不平衡度不大于0．27％。

7 結(jié)論
該電路可以實(shí)現(xiàn)功率13 kW、額定對(duì)稱輸出±375 V的直流電壓；采樣線性度、溫度和時(shí)間漂移特性優(yōu)良，應(yīng)用于交流變換器可有效降低直流分量；該電路可實(shí)現(xiàn)更高輸出電壓的控制，還可用作大功率高壓、高精度直流穩(wěn)壓電源。