用于4~20mA電流環(huán)路的低成本HART發(fā)送器的設(shè)計(jì)

利用可尋址遠(yuǎn)程傳感器數(shù)據(jù)通路（HART）協(xié)議，過(guò)程測(cè)量與控制器件可通過(guò)傳統(tǒng)4-20mA電流環(huán)路實(shí)現(xiàn)通信。這種協(xié)議使用1200 Hz和2200 Hz頻率的移頻鍵控（FSK）。此處，一個(gè) 1200Hz周期代表一個(gè)邏輯1,而兩個(gè)2200Hz周期代表邏輯0.由于FSK波形的平均值始終為0,因此模擬4-20mA信號(hào)不受影響。

理想情況下，F(xiàn)SK信號(hào)由疊加在DC測(cè)量信號(hào)上的兩個(gè)頻率正弦波組成。但是，相連續(xù)FSK正弦波的生成是一種十分復(fù)雜的過(guò)程。因此，為了簡(jiǎn)化HART信號(hào)波形的生成過(guò)程，HART規(guī)范的物理層對(duì)參數(shù)極限值進(jìn)行了定義，標(biāo)準(zhǔn)化波形的振幅、形態(tài)和轉(zhuǎn)換速率均不得超出這些參數(shù)極限值。在這種情況下，一種梯形波形非常適合于這種應(yīng)用，圖1顯示了其各個(gè)極限值。

圖1:梯形HART電流波形的最小與最大值

圖2所示HART發(fā)送器提供了一種簡(jiǎn)單且低成本的解決方案，其產(chǎn)生一個(gè)梯形HART波形，并將它疊加在一個(gè)可變DC電平上，最終把產(chǎn)生的輸出電壓轉(zhuǎn)換為電流環(huán)路。

圖2:低成本HART發(fā)送器

HART FSK信號(hào)（常常由本地微控制器單元[MCU]生成），被應(yīng)用于首個(gè)NAND柵極（G1）的輸入端。MCU的通用I/O端口的第二個(gè)輸出，起到一個(gè)有效高態(tài)“激活”（ENABLE）信號(hào)的作用。G1控制兩個(gè)遠(yuǎn)端NAND柵極（G2和G3），其輸出通過(guò)高阻抗分壓器R1和R2連接到一起。

由R4和R5組成的第二個(gè)分壓器，將5V電源分為一個(gè)VREF = VCC/2的基準(zhǔn)電壓，即2.5V.只要“激活”為低電平，G2的輸出便為低態(tài)，而G3輸出為高態(tài)。由于高阻抗負(fù)載，NAND輸出擁有軌到軌功能；R1=R2 時(shí)，A1非反向輸入VIN的輸入電壓也為2.5V.

當(dāng)“激活”為高態(tài)時(shí)，G2和G3輸出相互換相，從而在VIN下形成一個(gè)小方波，其圍繞VREF對(duì)稱(chēng)擺動(dòng)。VIN的峰值到峰值振幅為：

VS為正5V電源，而R1|| R2為R1和R2的并聯(lián)組合。

把圖2的電阻值插入方程式得到VIN（PP）=200Mv的輸入電壓擺動(dòng)，其讓VIN擺動(dòng)位于2.4V和2.6V之間。當(dāng)VIN升至2.6V時(shí)，A1的輸出立即達(dá)到正飽和狀態(tài)，并通過(guò)R6和R7對(duì)C3充電。C3 （VHART） 的實(shí)際HART電壓線性上升，直到達(dá)到2.6V為止。這時(shí)，放大器A1迅速退出飽和狀態(tài)，并起到一個(gè)電壓跟隨器的作用，從而將VHART保持在2.6V.當(dāng)VIN下降至2.4V時(shí)，A1輸出進(jìn)入負(fù)飽和狀態(tài)，并通過(guò)R6和R7對(duì)C3放電。之后，VHART線性下降，直到其達(dá)到2.4V為止。這時(shí)，A1退出飽和狀態(tài)，并再次起到一個(gè)電壓跟隨器的作用，將VHART保持在2.4V.

由此產(chǎn)生的梯形波形在振幅方面與VIN相等，并且圍繞VREF做對(duì)稱(chēng)擺動(dòng)。它的轉(zhuǎn)換速率計(jì)算方法如下：

其中，VSAT為A1的正或負(fù)輸出飽和電壓。

由于VHART的AC電流比VSAT小，因此VHART可以由其靜態(tài)電平VREF得到近似值。另外，A1軌到軌輸出能力結(jié)合R6負(fù)載高阻抗，可得到5V和0V的輸出飽和電平。假設(shè)R7遠(yuǎn)小于R6,則前面表達(dá)式可簡(jiǎn)化為：

如果我們把圖2的R6和C3組件值插入方程式，則梯形波形的轉(zhuǎn)換速率結(jié)果為±1.25 V/ms.

把VHART （200Mv）的峰值到峰值振幅調(diào)節(jié)為1mA HART峰值到峰值電流信號(hào)，讓1.25V/ms電壓轉(zhuǎn)換速率相當(dāng)于HART電流信號(hào)中6.25 mA/ms的電流轉(zhuǎn)換速率，從而完全位于圖1所示極限值范圍以?xún)?nèi)。

要求使用R7來(lái)將A1輸出隔離于大電容負(fù)載C3,目的是維持閉環(huán)穩(wěn)定性。具體要求值取決于A1的單位增益帶寬fT以及R6和C3的值。R7的有效近似值計(jì)算方法如下：

A1必須具有相當(dāng)寬的頻率響應(yīng)，并且其轉(zhuǎn)換速率要明顯快于HART梯形波形。OPA2374是TI一種低成本的雙運(yùn)算放大器，其擁有5 V/μs的高轉(zhuǎn)換速率和fT = 6.5 MHz的單位增益帶寬。另外，放大器輸出具有軌到軌驅(qū)動(dòng)能力，其典型靜態(tài)電流為每個(gè)放大器 585μA.

第二個(gè)放大器A2把HART信號(hào)疊加于可變DC電壓VDC上。A2輸出電壓VOUT變?yōu)椋?/P>

使R8到R11值相等，可將上面方程式簡(jiǎn)化為：

由于VHART由一個(gè)200Mv梯形波形（圍繞VREF對(duì)稱(chēng)擺動(dòng)）組成，因此A2輸出僅包含疊加在可變DC電平上的小HART波形。將VOUT送入TI的XTR115電壓到電流轉(zhuǎn)換器，可使每個(gè)200mV VDC 相當(dāng)于1Ma電流。因此，把VDC從0.8V變?yōu)?.0V,相當(dāng)于一個(gè)4-20Ma電流范圍。

電阻器R8到R11值應(yīng)足夠大，以最小化對(duì)C3充電電流的負(fù)載影響，但是又不能太大，以免A2輸入偏差電流引起誤差。適當(dāng)?shù)碾娮柚悼蓪REF從VOUT完全消除，這樣VOUT = VDC ± 100 mV.因此，R4和R5取值不當(dāng)，或者電壓電源存在差異，都不會(huì)對(duì)VOUT的DC電流產(chǎn)生太大影響。

XTR115是一種雙線、精密、電流輸出轉(zhuǎn)換器，其通過(guò)一個(gè)工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)電流環(huán)路發(fā)送模擬4-20mA信號(hào)。這種器件擁有精確的電流調(diào)節(jié)和輸出電流限制功能。它的片上5V電壓調(diào)節(jié)器用于為外部電路供電。為了確保對(duì)輸出電流IOUT的控制，電流返回引腳IRET起到一個(gè)本地接地的作用，并對(duì)外部電路中使用的所有電流進(jìn)行檢測(cè)。它的輸入級(jí)擁有100的電流增益，其由兩個(gè)激光修整增益電阻器RG1和RG2設(shè)置：

因此，輸入電流IIN產(chǎn)生輸出電流IOUT,其等于IIN × 100.IIN的電勢(shì)為0（參考 IRET）時(shí)，把輸入電壓轉(zhuǎn)換為規(guī)定輸出電流所要求的電阻器值為：

因此，將200mVPPHART電壓轉(zhuǎn)換為1mA電流，要求輸入電阻為：

另外，RIN對(duì)4-20mA電流范圍的輸入電壓范圍定義如下：

以及：

圖3:HART發(fā)送器信號(hào)通路的信號(hào)電壓

結(jié)論

簡(jiǎn)單運(yùn)算放大器電路可用于為傳統(tǒng)4-20mA電流環(huán)路設(shè)計(jì)一個(gè)低成本的HART發(fā)送器。

圖3顯示了2V DC輸入時(shí)HART傳輸期間不同測(cè)試點(diǎn)的信號(hào)電壓。匹配差分放大器A2的電阻器，移除了輸出信號(hào)的VREF分量。因此，基準(zhǔn)電壓偏差對(duì)VOUT沒(méi)有影響。這樣，輸出信號(hào)便圍繞2V DC輸入做對(duì)稱(chēng)擺動(dòng)。