使用數(shù)字控制器在次級(jí)方面實(shí)現(xiàn)LLC電流模式控制

Current-Mode Control LLC注意事項(xiàng)

如圖1所示，電感器 - 電感電容器(LLC)串行諧振電路可以在初級(jí)側(cè)的零電壓切換和次級(jí)側(cè)的零電流切換，以提高效率并啟用更高的開關(guān)頻率。通常，LLC轉(zhuǎn)換器使用直接頻率控制，該控制器只有一個(gè)電壓循環(huán)，并通過調(diào)整開關(guān)頻率來穩(wěn)定其輸出電壓。具有直接頻率控制的LLC無法實(shí)現(xiàn)高帶寬，因?yàn)長LC小信號(hào)轉(zhuǎn)移函數(shù)中有一個(gè)雙極在不同的負(fù)載條件下會(huì)有所不同[1] [2]。當(dāng)包含所有角落條件時(shí)，直接頻率控制有限責(zé)任公司的補(bǔ)償器設(shè)計(jì)變得棘手且復(fù)雜。

電流模式控制可以用內(nèi)部控制環(huán)消除雙極，從而在所有操作條件下以簡單的補(bǔ)償器實(shí)現(xiàn)高帶寬。混合滯后控制是一種結(jié)合電荷控制和坡道補(bǔ)償?shù)腖LC電流模式控制的方法[3]。該方法保持了電荷控制的良好瞬態(tài)性能，但通過增加坡度補(bǔ)償，可以避免在沒有或輕載條件下的相關(guān)穩(wěn)定性問題。來自德州儀器的UCC256404 LLC共振控制器證明了這種方法的成功。

圖1 LLC串行諧振電路既可以在主側(cè)的零電壓開關(guān)和次級(jí)側(cè)的零電流開關(guān)。

類似于脈沖寬度調(diào)制(PWM)轉(zhuǎn)換器，例如BUCK和BOOST，峰值電流模式控制控制每個(gè)切換周期中的電感電流，并將內(nèi)部控制循環(huán)簡化為一階系統(tǒng)。

在LLC轉(zhuǎn)換器中，諧振油箱像秋千一樣運(yùn)行。高和低側(cè)開關(guān)正在推動(dòng)并拉動(dòng)諧振電容器上的電壓：當(dāng)高側(cè)開關(guān)打開時(shí)，諧振電容器上的電壓在諧振電流呈正陽性后會(huì)向上擺動(dòng);相反，當(dāng)?shù)蛡?cè)開關(guān)打開時(shí)，諧振電容器上的電壓將在諧振電流變負(fù)值后向下擺動(dòng)。

當(dāng)高側(cè)開關(guān)打開時(shí)，能量流入諧振轉(zhuǎn)換器。如果刪除輸入解耦電容器，則輸送到諧振罐的電源等于輸入電壓和輸入電流的乘積的集成。如果忽略了死時(shí)間，則方程1在每個(gè)切換周期中表示能量。

在公式1中，輸入電壓是恒定的，并且輸入電流等于諧振電流的絕對(duì)值。因此，您可以將方程式1修改為等式2。

從諧振電容器來看，諧振電流的集成與諧振電容器的電壓變化成正比(方程3)。

公式4推論輸送到諧振罐中的能量。

從等式4中，很明顯，當(dāng)高側(cè)開關(guān)打開時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期中傳遞的能量與諧振電容器的電壓變化成正比。這與降壓或增強(qiáng)轉(zhuǎn)換器中的峰值電流對(duì)照非常相似，其中能量與電感器的峰值電流成正比。

LLC電流模式控制通過控制諧振電容器上的電壓變化來控制每個(gè)開關(guān)周期中傳遞的能量，如圖2所示。

圖2 LLC電流模式控制原理通過控制諧振電容器上的電壓變化來管理每個(gè)開關(guān)周期中傳遞的能量。

LLC電流模式控制與MCUS

圖3顯示了由TMS320F280039C C2000?32位微控制器(MCU)實(shí)現(xiàn)的電流模式LLC的邏輯，來自德州儀器(MCU)，其中包括基于硬件的Delta resonant sapacitor(ΔVCR)比較，脈搏生成和最大時(shí)間限制，脈搏生成和最大時(shí)間限制，脈動(dòng)發(fā)電量的三角洲電壓。

在LLC電流模式控制中，信號(hào)VC來自電壓回路補(bǔ)償器，信號(hào)VCR是諧振電容器的電壓感。 C2000比較子系統(tǒng)模塊具有內(nèi)部斜坡發(fā)電機(jī)，該模塊可以自動(dòng)為VC提供下滑的補(bǔ)償。您只需要設(shè)置坡道發(fā)生器的初始值即可;數(shù)字到分析轉(zhuǎn)換器(DAC)將基于斜率設(shè)置提供傾斜的VCR限制(VC_RAMP)。比較子系統(tǒng)模塊將VCR的模擬信號(hào)與傾斜的限制進(jìn)行比較，并生成觸發(fā)事件(Compare_evt)，以通過EPWM X-bar觸發(fā)增強(qiáng)的PWM(EPWM)。

EPWM中的動(dòng)作預(yù)選賽子模塊從比較子系統(tǒng)接收了比較事件，并在每個(gè)切換周期中降低了PWM(PWMH)的高側(cè)。然后，可配置的邏輯塊然后將相同的脈沖寬度復(fù)制到PWMH變低后PWM(PWML)的低側(cè)。 PWML變低后，可配置的邏輯塊會(huì)生成同步脈沖，以將所有相關(guān)模塊重置并將PWMH重置為高。該過程以新的切換周期重復(fù)。

除了比較動(dòng)作外，時(shí)間群集模還限制了PWMH和PWML的最大脈沖寬度，這決定了LLC轉(zhuǎn)換器的最小開關(guān)頻率。如果比較事件直到計(jì)時(shí)器計(jì)數(shù)到最大設(shè)置，則時(shí)間群子模塊將重置AQ子模塊并撤回PWMH，從而替換了比較子系統(tǒng)模塊的比較事件操作。

此硬件邏輯形成了內(nèi)部VCR變化控制，該控制控制了每個(gè)切換周期中傳遞到諧振箱的能量。然后，您可以使用傳統(tǒng)的中斷服務(wù)程序來設(shè)計(jì)外電壓循環(huán)補(bǔ)償器，以計(jì)算和刷新VCR變化幅度為VC。

圖3 LLC電流模式控制邏輯，具有C2000 MCU，信號(hào)VC來自電壓環(huán)補(bǔ)償器，信號(hào)VCR是諧振電容器的電壓感。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

我在使用TMS320F280039C MCU的1 kW Half-Bridge LLC平臺(tái)上測(cè)試了此處描述的當(dāng)前模式控制方法。圖4顯示了在400 V輸入下的電壓環(huán)的Bode圖和42 A載荷，證明LLC可以以50度相緣實(shí)現(xiàn)6 kHz的帶寬。

圖4具有400 V輸入和42 A負(fù)載的電流模式控制LLC的Bode圖。

圖5比較了直接頻率控制與混合滯后控制之間的負(fù)載瞬變，其400V輸入和載荷瞬變從10 A到80 A的載荷瞬變，其旋轉(zhuǎn)速率為2.5 A/μS。如您所見，混合滯后控制電流模式控制方法可以比傳統(tǒng)的直接頻率控制有限責(zé)任公司獲得更好的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。

有關(guān)更多實(shí)驗(yàn)測(cè)試數(shù)據(jù)和波形。

圖5具有直接頻率控制(A)和雜化滯后控制(B)的載荷瞬變，從10 A到80 A，在400 V DC輸入下具有2.5 A/μS驅(qū)動(dòng)速率。綠色是主要電流;淺藍(lán)色是輸出電壓，直流耦合;紫色是輸出電壓，并帶有交流耦合;深藍(lán)色是輸出電流。

數(shù)字電流模式控制

與直接頻率控制相比，數(shù)字電流模式控制的LLC可以實(shí)現(xiàn)更高的控制帶寬，并在負(fù)載過渡過程中保持非常低的電壓變化。在N+1冗余和并行應(yīng)用中，此控制方法可以將總線電壓保持在熱交換或保護(hù)期間的規(guī)定范圍內(nèi)。因此，具有此快速響應(yīng)功能和數(shù)字程序能力的數(shù)據(jù)中心功率和AI服務(wù)器功率已廣泛采用此控制方法。