在混合信號應(yīng)用中，正確地選擇驅(qū)動模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 的運算放大器至關(guān)重要。設(shè)計人員必須要對一些問題進行權(quán)衡，例如：放大器噪聲、帶寬、設(shè)置時間、ADC 信噪比 (SNR) 的壓擺率、無雜散動態(tài)范圍 (SFDR)、輸入阻抗以及采樣時間等等。本文專門對單電源環(huán)境中噪聲規(guī)范和運算放大器以及次逼近寄存器 (SAR) ADC性能的匹配進行了論述。
放大器產(chǎn)生的噪聲源自于輸入差動級。每一個放大器的輸入級都會產(chǎn)生晶體管器件噪聲，其點噪聲曲線圖描述了參考輸入端 (RTI) 噪聲。利用這一圖形信息，通過計算出參考輸出端 (RTO) 放大器噪聲我們就可以確定ADC輸入端產(chǎn)生了多少噪聲。
該討論首先從對放大器器件噪聲的描述開始。隨后，將放大器噪聲源和一個性能系數(shù)聯(lián)系在一起，同時將一些單位從伏特轉(zhuǎn)換為以分貝表示的SNR。最終，通過計算出運算放大器SNR值與ADC SNR性能的組合值就可以得出該混合信號電路（請參見圖 1）中運算放大器所產(chǎn)生的影響。
圖1 典型的SAR ADC驅(qū)動器電路
放大器噪聲的特點
了解本應(yīng)用中運算放大器產(chǎn)生的噪聲是非常重要的。放大器的產(chǎn)品說明書中給出的典型性能顯示，運算放大器的過頻率噪聲性能具有明顯的特征（請參見圖 2）。本文中，由于我們考慮到使用單電源CMOS放大器的一些影響，因此輸入電流噪聲非常低，以至于我們可以將其忽略不計。這里，我們將只考慮放大器電壓噪聲的影響。
在典型的放大器產(chǎn)品說明書中，放大器噪聲規(guī)范為一種RTI規(guī)范。我們可以在放大器的非反相輸入端將放大器噪聲量化為一個電壓源。運算放大器的電氣特征表給出了輸入電壓噪聲和輸入電壓噪聲密度規(guī)范（請參見圖 2）。輸入電壓噪聲規(guī)范 (10μVPP) 在帶寬方面對放大器的低頻噪聲作了描述。該帶寬是放大器 1/f 噪聲區(qū)域的一個組成部分。放大器輸入級中的晶體管以及輸入級有源負載共同產(chǎn)生了這種噪聲。
輸入電壓噪聲密度會引起一個頻率的噪聲系數(shù)。例如，圖2中的電氣特征表顯示，在10kHz下的輸入電壓噪聲密度 (end) 為。通常，該規(guī)范出現(xiàn)在頻率曲線的寬帶噪聲部分（請參見圖2）。從理論上來講，這種寬帶噪聲是平坦的。假設(shè)是這種情況，那么平坦噪聲就是對放大器性能的一種較好的評價。不管是擴散電阻器還是晶體管的源極和漏極，運算放大器中的電阻器都是主要的寬帶噪聲源。
圖2 OPA363放大器噪聲性能參數(shù)
放大器說明書包含了一個典型的規(guī)范圖表，其顯示了輸入電壓噪聲密度與頻率的對應(yīng)關(guān)系。圖2就是這類圖表的一個例子。在本例中，輸入電壓噪聲規(guī)范就是輸入電壓（即0.1Hz至10 Hz規(guī)定頻率之間的噪聲密度曲線）以下的區(qū)域。需要注意的是，該規(guī)范的單位為峰至峰值。為了將其轉(zhuǎn)換為一個rms值，只需將峰至峰值除6.6（業(yè)界標準峰值因數(shù) [CF]＝3.3）即可。
表1包含了用于將rms轉(zhuǎn)換為峰至峰值（反之亦然）的典型CF值。為了估計峰至峰運算放大器輸出噪聲電壓，我們將rms輸出電壓乘以2CF。為了估計ADC峰至峰輸出比特性能，可從rms規(guī)范中減去比特峰值因數(shù)(BCF)。
表1用于將rms轉(zhuǎn)換為峰至峰的峰值因數(shù)和比特峰值因數(shù)值
*業(yè)界標準的峰值因數(shù)
如圖2，我們可以非常容易地計算出中曲線以下部分，1/f區(qū)域中不同輸入電壓噪聲帶寬的噪聲。在這一計算過程中，首先要確定1 Hz時的輸入噪聲密度。一旦我們得出該值，下面簡單的公式便會給出曲線以下的rms噪聲。
其中，C等于1 Hz時的輸入噪聲密度。
作為一個例子，圖2中放大器所產(chǎn)生的0.1Hz到6000 Hz的rms噪聲量為：
利用這一計算，以及放大器噪聲增益G＝1時，對于1/f噪聲在放大器輸出端的SNR為：
我們在考慮這些低頻噪聲的時候，可能會立即得出這樣的結(jié)論：我們應(yīng)該將這種公式用到非常低的頻率中，例如：0.0001Hz （0.0001Hz=每2.8小時1個周期）。但是，在低于0.1 Hz的頻率下，則每10秒鐘一個周期，在電路中極有可能會出現(xiàn)其他情況，例如：溫度、老化程度或組件壽命等發(fā)生變化。實際上，來自放大器的低頻噪聲可能不會出現(xiàn)在這種采樣速度下，但是電路中可能會出現(xiàn)一些變化（例如：溫度或者電源電壓等的變化）。
放大器規(guī)范表（請參見圖2）還給出了輸入噪聲密度值。該規(guī)范始終工作在較高的頻率下，即在輸入電壓噪聲相對穩(wěn)定的區(qū)域中。就這一曲線區(qū)域而言，乘以帶寬的平方根和噪聲密度使噪聲穿過該帶寬。例如，如果放大器噪聲在10 kHz下為 ，那么6 kHz到100 kHz帶寬的放大器噪聲則為：
其中，BW等于相關(guān)帶寬。
那么，我們?nèi)绾螐膹S商的圖表中得到一個RTO噪聲值呢？我們可以計算出噪聲曲線以下部分的面積，然后乘以放大器的噪聲增益。本例中，電路的噪聲增益為+1 V/V。我們首先確定放大器在兩個區(qū)域中的噪聲，然后使用平方和的平方根將這兩個值加起來。圖3顯示了進行這一計算的公式，并闡明了這兩個區(qū)域。
圖3將噪聲分為兩部分。在區(qū)域e1中，通過放大器電路的dc增益，我們得到了值為+1V/V的放大器1/f噪聲。放大器噪聲的這些規(guī)范為幾納伏/赫茲平方根。因此，只有當將那個區(qū)域的帶寬平方根乘以這個區(qū)域的平均噪聲時，該分析才算完成。就CMOS放大器而言，1/f區(qū)域通常為從0.1Hz至100 Hz，甚至可以高達1000Hz。由于這一噪聲值被帶寬平方根相乘，因此其產(chǎn)生的噪聲較低。在區(qū)域e2中，放大器的寬帶噪聲被放大器電路增益（還是 +1 V/V）和帶寬平方根相乘。
圖3 典型的RTI噪聲評估
每一個區(qū)域都會對整個電路噪聲產(chǎn)生影響：
放大器輸出端的總體噪聲為：
利用這一計算，放大器輸出端的1/f噪聲SNR為：
利用TI的SPICE仿真工具TINA-TITM，我們可以驗證這一噪聲計算的正確性。請登錄 www.ti.com.cn/amplifier 查找該工具。
圖4中的兩個曲線圖展示了TINA-TI如何幫助我們了解電路中的噪聲。圖4 (a) 顯示了一個放大器的仿真噪聲響應(yīng)。圖4 (b) 顯示了頻率增加時的累積噪聲。需要注意的是，在圖4 (b) 中，該噪聲在較低頻率下時非常低，這是因為，較低帶寬被一個小數(shù)（即帶寬）的平方根相乘。當頻率增加時，累積噪聲也隨之增加。有人會認為，由于圖4 (a) 的特點，在較高頻率下噪聲的增加會更少。正如我們所看到的一樣，并非如此，因為帶寬乘法器（帶寬的平方根）在高頻時更大。
圖4 RTI噪聲和RTO噪聲密度的圖形表示
將運算放大器與ADC噪聲系數(shù)組合
我們檢查放大器可能存在的噪聲源時，可以較為容易地估計出圖 1 中系統(tǒng)的總噪聲。該系統(tǒng)使用16位ADC，即ADS8325，其最大采樣率為100ksps。這種器件的典型SNR為91dB。
正如我們之前所看到的那樣，OPA363 RTO噪聲為109.8dB?，F(xiàn)在，通過使用運算放大器SNR和ADC SNR，并運用平方和的平方根法則，我們就可以確定該系統(tǒng)的總體噪聲了。
從這一計算，我們可以看到放大器噪聲對系統(tǒng)精度具有非常小的影響。
利用電路中的這些器件，SNR性能將總是等于或者小于最低值。假定在放大器和ADC之間存在這種相互關(guān)系，那么選擇一個更高噪聲的放大器將得到最差的結(jié)果。例如，如果我們使用一個10 V/V增益的放大器，其在10 kHz下的典型電壓噪聲規(guī)范為end= 那么SNRTotal為82.2dB。如果我們使用16位ADS8325，那么SNRTotal則為81.6dB。在本例中，放大器決定了電路噪聲的高低。
還有更多影響放大器選擇過程的因素，但是放大器噪聲能夠?qū)?shù)字編碼結(jié)果產(chǎn)生巨大的影響。如果放大器的噪聲太大，那么ADC肯定會將放大器電路的噪聲轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出。另一方面，ADC可能會比放大器電路的噪聲更大。如果我們在沒有評估系統(tǒng)的情況下選擇一款噪聲極低的放大器，那么我們可能會在一個組件或者其他組件上花費太多的資金。確定一個電路中潛在的噪聲一直都是一個巨大的挑戰(zhàn)，但是有一些經(jīng)驗法則是可以被用來克服這些問題的?；谖覀冊谟嬎惴矫娴膬?yōu)勢，我們可以利用電路的頻率范圍；另外，當我們組合噪聲源時，我們可以利用這一方程式來對平方和的平方根求解。通過使用這些技巧，我們可以迅速地確定放大器/ADC組合的一致性。
在本電路中，一個放大器將信號鏈阻抗隔離。我們可以添加其他一些特性，例如：增益或濾波；但是無論我們在放大器周圍添加了什么特性，我們都應(yīng)該始終確保放大器電路能夠保持ADC的完整性。
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