引言
模擬電路中廣泛地包含電壓基準(reference voltage)和電流基準(current reference)。在數(shù)／模轉(zhuǎn)換器、模／數(shù)轉(zhuǎn)換器等電路中，基準電壓的精度直接決定著這些電路的性能。這種基準應該與電源和工藝參數(shù)的關系很小，但是與溫度的關系是確定的。在大多數(shù)應用中，所要求的溫度關系通常分為與絕對溫度成正比(PTAT)和與溫度無關2種。
近年來有研究指出，當漏電流保持不變時，工作在弱反型區(qū)晶體管的柵源電壓隨著溫度升高而在一定范圍內(nèi)近似線性降低?；谠撎匦裕?strong>帶隙基準源所采用的基極-發(fā)射極結可以被工作在弱反型區(qū)的晶體管代替產(chǎn)生低溫度系數(shù)的基準源。文獻中提到采用該設計原理的基準源，利用0．13μm工藝的低閾值電壓NMOS管和襯底調(diào)整的PMOS管實現(xiàn)其中的放大器。本文所采用的基準源電路利用傳統(tǒng)帶隙基準源的核心電路原理，通過飽和狀態(tài)MOS等效電阻對PTAT電流動態(tài)反饋補償，基本實現(xiàn)了基準源的穩(wěn)定要求。
1 帶隙基準源的基本原理
帶隙基準源可以在0～70℃的溫度范圍內(nèi)有l(wèi)O ppm／℃的溫度系數(shù)。由室溫下溫度系數(shù)為-2．2 mV／℃的PN結二極管產(chǎn)生電壓為VBE。同時也產(chǎn)生一個熱電壓VT(VT=kT／q)，其與絕對溫度(PTAT)成正比，室溫下的溫度系數(shù)為0．085 mV／℃，則輸出電壓為：
將式(1)對溫度求導，用VBE和VT的溫度系數(shù)求出理論上不依賴于溫度的K值。為了達到所希望的性能，更詳細地分析VBE與溫度的關系是必須的。帶隙基準就是將負溫度系數(shù)的電壓與正溫度系數(shù)的電壓加權相加來抵消溫度對輸出電壓的影響。
1．1 負溫度系數(shù)電壓的產(chǎn)生
雙極晶體管的基極-發(fā)射極電壓具有負溫度系數(shù)，或者說PN結二極管的正向電壓具有負溫度系數(shù)。從文獻可得到與溫度的關系式：
式中：η為與三極管結構有關的量，其值大約為4；α為與流過三極管的電流有關的一個量，當PTAT電流流過三極管時α為1，當與溫度不相關的電流流過三極管時為O；T0為參考溫度；VBG為硅的帶隙電壓。由式(1)可以看出VBE是一個具有負溫度系數(shù)的電壓。
1．2 正溫度系數(shù)電壓的產(chǎn)生
兩個三極管工作在不同的電流密度下，它們的基極-發(fā)射極電壓的差值與絕對溫度成正比。如果兩個同樣的三極管(IS1=IS2)，偏置的集電極電流分別為nI0和I0，并忽略他們的基極電流，那么：
式中：△VBE表現(xiàn)出正溫度系數(shù)，而且此溫度系數(shù)是與溫度無關的常量。
1．3 一階溫度補償帶隙基準源
將正、負溫度系數(shù)的電壓加權相加，就可以得到一個近似與溫度無關的基準電壓。常見的一階可調(diào)基準源電路如圖1所示。
式中：N為Q2與Q1的發(fā)射結面積之比，式(4)中第一項具有負的溫度系數(shù)，第二項具有正、負溫度系數(shù)，合理設計R0與R1的比值和N的值，就可以得到在某一溫度下的零溫度系數(shù)的一階基準電壓。式(5)中方括號內(nèi)是約為1．25 V的一階溫度無關基準電壓，通過調(diào)節(jié)R2／R0的比值，可以得到不同大小的基準電壓。
2 電路結構及原理分析
圖2為本文設計的基準源整體電路圖，包含帶隙核心電路、反饋補償電路和啟動電路。其中虛框a為帶隙核心電路，虛框b為偏置及反饋補償電路，虛框c為基準源啟動電路。
2．1 帶隙核心電路
圖2中，由Mp1～Mp3，MN1，MN2，R1，R2和Q1，Q2組成的電路構成帶隙核心電路。輸入晶體管的偏置電流由PMOS電流源提供，可通過減小其電流，而不是減小其寬長比來降低負載器件的gm，從而增加其差動放大增益。
其中Mp1，Mp2，MN1，MN2均工作在飽和狀態(tài)，Mp1，Mp2復制了Iout，從而確定了IREF。從本質(zhì)上講，IREF被“自舉”到Iout。選擇一定的MOS管尺寸，如果忽略襯底溝長長度調(diào)制效應，則有Iout=KIREF，因為每個二極管連接的器件都是由一個電流源驅(qū)動的，故IREF和Iout與VDD無關，左右兩支路永遠維持這兩個電流值。雙極晶體管Q1和Q2工作在不同的電流密度下，它們的基極與發(fā)射極間的電壓差與絕對溫度成正比。將與電源無關的偏置電路與雙極晶體管結合，得到帶隙核心電路。
假設Mp1，Mp2和MN1，MN2均為相同的對管，將PTAT電流Ip3加到基極-發(fā)射極電壓上，因此輸出電流為：
PTAT基準電流IMp3PTAT(與絕對溫度成正比)通過R3產(chǎn)生輸出基準電壓。
2．2 自偏置電路及反饋補償電路
為了提高電源電壓抑制，該設計對核心電路和運放的電源電壓進行了調(diào)節(jié)，由MOS管的電流電壓特性可知，當VDS≥VG-VTH時器件工作在飽和區(qū)，有：
對其求導得：
式中：VGS為柵源電壓；VTH為閾值電壓。
因為柵漏短接，故MN3，MN5一定處于飽和狀態(tài)，它們均可作為一個阻值由過驅(qū)動電壓控制的等效電阻，定義MN3和MN5的等效電阻分別為RN3和RN5，則可將MN3與R3視為并聯(lián)電阻Rx，如果Vout增大，則RN3減小，并聯(lián)電阻Rx減小，從而使PTAT基準電流通過MN3分流一部分；同樣原理適用于MN5和MN6，達到抑制補償輸出電壓，使基準源輸出電壓穩(wěn)定。其中Mp4和Mp5為MN3提供偏置電流，但使用這種“自偏置電路”會帶來電路的啟動問題。
2．3 啟動電路
在基準源電路中需要啟動電路使得系統(tǒng)上電時電路能夠進入正常的工作狀態(tài)，而自偏置放大器電路往往也存在啟動問題。當電路處于非工作狀況時，放大器的輸入端電壓初始值為零，而輸出電壓由于寄生電容的存在可能位于一個比較高的電勢，當電源接通后不但放大器的偏置電路為截止狀態(tài)，而且基準源的核心電路也無法正常啟動。本文設計的啟動電路則可以同時滿足放大器和核心電路的啟動要求，它由Mp6～Mp8，MN7，MN8，R4，R5構成。
當電源接通后，啟動電路提供了放大器輸出端到地的通路，從而拉低了核心電路中Mp1～Mp3的柵極電勢，放大器的偏置電路開始工作，同時基準源的Mp1和Mp2支路中流過的電流也隨之增大，使得放大器的輸入端電勢上升，這樣放大器進入高增益工作區(qū)，帶動基準源電路開始正常工作。
電路剛啟動時，使Mp7和Mp8飽和，保證MN8柵極有足夠高的開啟電壓，當MN8導通時，一個小的導通電流流過運放，啟動帶隙電路。電路開啟后，虛框b部分電流鏡像電路將輸出電流進行鏡像，給啟動電路提供偏置，偏置電流使Mp6導通，從而MN7的柵極電壓升高，MN7導通，由于MN8的電阻很大，導致MN7漏極電壓很低，從而關斷MN8，使啟動電路(虛框c)兩端電壓降低而停止工作。
3 仿真結果與分析
圖3說明了該基準源對電壓的抑制效果。根據(jù)仿真數(shù)據(jù)，在所取5～10 V的輸出電壓范圍經(jīng)計算基準電壓電源抑制比為82 dB。圖4為Cade-nce下的溫度仿真曲線，根據(jù)所要求取的溫度范圍在-25～+120℃，計算得溫度系數(shù)為：TCF=7．427 ppm／℃。圖5為整體電路的版圖設計，面積近似為0．022 mm2。
4 結語
本文通過對傳統(tǒng)帶隙基準源的基本原理分析，設計的基準電路工作電壓為5～10 V，通過飽和狀態(tài)MOS等效電阻對PTAT電流反饋補償，得到了82 dB的電源電壓抑制比和低于7．427 ppm／℃的溫度系數(shù)，版圖面積0．022 mm2。該電路產(chǎn)生的基準源電壓基本滿足普通應用要求。
下載文檔
