一種高頻四象限電流乘法器電路設(shè)計(jì)

0引言

四象限模擬乘法器是模擬信號(hào)處理系統(tǒng)中的基本的組成單元，它被廣泛地應(yīng)用于調(diào)制與解調(diào)、檢波、頻率變換、自動(dòng)增益控制、模糊系統(tǒng)和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)等許多模擬信號(hào)處理電路中。已有一些CMOS四象限電流乘法器被提出，歸納起來(lái)，它們的設(shè)計(jì)方法可以分成2類；開(kāi)關(guān)電容方法和連續(xù)時(shí)間方法。基于開(kāi)關(guān)電容方法的乘法器設(shè)計(jì)方案，存在一些問(wèn)題，諸如時(shí)鐘饋通現(xiàn)象，帶寬有限信號(hào)和頻譜混疊等。此外，要求精準(zhǔn)的時(shí)鐘和更大的芯片面積。很多乘法器是基于連續(xù)時(shí)間方案而設(shè)計(jì)的。目前，有3種方案可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)時(shí)間模擬乘法器。第1種方法是使用工作在飽和區(qū)或亞閾值區(qū)的MOS管的線性跨導(dǎo)原理去實(shí)現(xiàn)。這種方法的優(yōu)點(diǎn)就是電路的功耗低，但是電路的動(dòng)態(tài)范圍非常小，運(yùn)算速度也慢。第2種方法是基于使用工作在飽和區(qū)的MOS管平方律特性的電流模平方根電路和平方電路去實(shí)現(xiàn)。但是，這種方案實(shí)現(xiàn)的乘法器的功耗大，這類乘法器要求所有的輸入信號(hào)都需要加偏置電流，從而使MOS管工作在飽和區(qū)。最后一種方案是采用AB類的電流模單元電路。它不需要給輸入信號(hào)加偏置電流。AB類的CMOS電流乘法器已經(jīng)見(jiàn)于報(bào)道。文獻(xiàn)提到的電路由2個(gè)AB類的電流模單元相互交叉連接組成。它的改進(jìn)型電路使用了電流傳輸器(CCII)，在文獻(xiàn)中提到了，這種改進(jìn)型電路進(jìn)一步減小了輸入阻抗。該電路允許提供更大的柵源電壓，同時(shí)電路的精度很大地提高了。但是在他們的設(shè)計(jì)中，輸出電流不會(huì)是真正的乘法實(shí)現(xiàn)。另外，由于PMOS管的載流子的低移動(dòng)性，電路的頻率響應(yīng)大大地受到了限制。

一種不依賴于MOS管參數(shù)的電流乘法器在文獻(xiàn)中被提到了。這種電流乘法器的優(yōu)點(diǎn)是盡管輸入電流在變化，輸入電阻仍然保持常數(shù)。然而這種電路要求提供5V的供電電壓，限制了其在高供電電壓系統(tǒng)中的應(yīng)用。而且該電路的工作頻率相當(dāng)?shù)停母?。文獻(xiàn)中提到了一種低壓CMOS電流乘法器。該電路是由所有MOS管都工作在飽和區(qū)的2個(gè)電流鏡背對(duì)背連接組成。雖然這種背對(duì)背的電流鏡結(jié)構(gòu)，組合在一起，增加了帶寬，但由于PMOS管的速度低，這種電路仍然不能工作在高頻電路中。文獻(xiàn)中提到了一種高頻電流乘法器。該電路是由4個(gè)二次單元電路組成。這種二次單元是由3個(gè)偏置工作在飽和區(qū)的NMOS管組成的。這種對(duì)稱結(jié)構(gòu)帶來(lái)了較低的諧波失真。但是這種電路存在襯底效應(yīng)，因此不能工作在特別高的頻率，它的-3dB帶寬只有41MHz。

本文提出了一種高頻四象限電流乘法器。該乘法器電路結(jié)構(gòu)對(duì)稱。提出的乘法器電路工作在±1．18V的電源電壓下。由于從輸人端到地的低寄生電容，該電路可以工作在高頻條件下，實(shí)驗(yàn)測(cè)得它的-3dB帶寬可以達(dá)到1．741GHz。

1電路工作原理

本文提出的這種電流乘法器是基于圖1所示的基本的單元電路而設(shè)計(jì)成的。圖1所示的電路，輸出電流Iout和輸入電流Iin是二次函數(shù)的關(guān)系。這種二次單元電路是由MN、MP和MC組成的。其中MN和MP是偏置工作在三極管區(qū)，MC是工作在飽和區(qū)。如果MN和MP有相同的跨導(dǎo)因子(kP=μPCOXWP／LP=kN=μNCOXWN／LN=k)，從圖1可以很容易得到輸入電壓Vin和輸出電流的Iout的表達(dá)式如下：

很顯然，二次單元電路帶來(lái)了輸出電流和MOS管漏極電流的二次函數(shù)的關(guān)系。在圖2中顯示了提出的四象限電流乘法器電路。圖2中用到的電流模減法器電路如圖3所示。這里用到的減法器不同于文獻(xiàn)中的電壓減法電路。圖2電路是由4個(gè)二次單元電路構(gòu)成。該乘法器的輸入電流是輸入電流IX和IY的和與差。通過(guò)使用由式(2)所得到的輸出電流和輸入電流的二次關(guān)系，可以得到MOS管MC1，MC2，MC3和MC4的漏極電流的表達(dá)式如下：

從圖2可以看出，由于IO1是IC1和IC2的和，而IO2是IC3和IC4的和，因此可以推導(dǎo)出IO1和IO2表達(dá)式如下：

這種四象限乘法器的輸出電流Iout是IO1和IO2的差，由如下表達(dá)式給出：

可以看到在公式(9)中，輸出電流IOUT等于電流IX和IY的乘積，伴有一個(gè)由跨導(dǎo)因子K和依賴于電源的參數(shù)a決定的乘法增益因子。很顯然，可以通過(guò)調(diào)節(jié)跨導(dǎo)參數(shù)k和參數(shù)a，來(lái)調(diào)節(jié)乘法器的增益。參數(shù)k和MOS管的尺寸直接相關(guān)。減小跨導(dǎo)參數(shù)k或MOS管的尺寸，帶來(lái)了較高的增益和較低的功耗，同時(shí)由于與MOS管相關(guān)的較小的寄生電容的作用，使得電路的速度也改進(jìn)了。但是，減小參數(shù)k，仍需慎重考慮。因?yàn)檩^小的跨導(dǎo)參數(shù)k會(huì)帶來(lái)較低的線性度和較小的靜態(tài)電流，而這會(huì)降低輸入電流的范圍。相反，大的參數(shù)值k會(huì)帶來(lái)較大的靜態(tài)電流，因此會(huì)有較大的電流輸入范圍。但是這就會(huì)增加電路的總功耗。顯然，參數(shù)k的選擇要求最佳化。當(dāng)然，也可以通過(guò)調(diào)節(jié)電源依賴因子a來(lái)調(diào)節(jié)調(diào)節(jié)電路的增益。a的大小直接決定了電路的功耗和輸人工作電流的范圍。

2電路仿真結(jié)果

對(duì)圖2所示乘法器的性能使用Hspice仿真軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證，其中MOS晶體管模型參數(shù)由標(biāo)準(zhǔn)的0．35μmCMOS工藝提供。所有NMOS管和PMOS管的閾值電壓分別為0．53～0．69V。MOS管的寬長(zhǎng)比設(shè)置如下：M1P～M4P，60μm／0．7μm，MIN～M4N，20μm／0．7μm，MC1～MC4，25μm／0．7μm，M5～M8，25μm／0．7μm。電源電壓為±1．18V。圖4顯示了電流乘法器電路在輸入電流IY在-20～20μA范圍內(nèi)變化時(shí)的直流傳輸特性曲線。在圖4中，從右下到右上的5條曲線分別是輸入電流IX為-20μA，-10μA，0μA，10μA和20μA時(shí)的輸出電流Iout隨輸入電流IY變化的直流傳輸特性曲線。

圖5顯示了提出的乘法器電路的頻率響應(yīng)曲線。在仿真過(guò)程中，輸入電流IX為正弦信號(hào)電流，同時(shí)輸入電流IY保持為10μA。由圖5可以看到，電路的電流標(biāo)準(zhǔn)分貝增益隨頻率變化，所設(shè)計(jì)的乘法器電路展示出了良好的頻率特性，得到的-3dB帶寬為1．741GHz，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)了文獻(xiàn)中提到的(413MHz)。這是由于電路中從輸入端到地的寄生電容減小的緣故。整個(gè)電路的功耗為1．18mW。

3結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種低壓高頻四象限電流乘法器電路。該乘法器電路的優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單而且對(duì)稱。電路可以工作在高頻條件下(f-3dB=1．741GHz)，整個(gè)電路的功耗為1．18mW。

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