移動數(shù)據(jù)的爆炸式增長推動了通信基礎設施新接收器體系結構的發(fā)展，以實現(xiàn)更大的容量和更高的靈活性。軟件定義無線電系統(tǒng)將會成為下一代通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要基于可以在天線側進行采樣，同時又支持大動態(tài)范圍的高功效RF ADC。這類ADC采用非常先進的CMOS技術設計，使用時間交織(TIADC)體系結構獲得了非常高的采樣率。這一體系結構的缺點是時變失配誤差，需要進行實時校準。本文介紹了一種新型的增益和時序失配誤差背景校準方法，通過不太復雜的數(shù)字信號處理算法來實現(xiàn)這一方法。
雙通道TI ADC失配誤差
提高ADC速度一種有效的方法是兩個ADC并行工作，不需要相位采樣時鐘。子ADC傳輸函數(shù)之間不可避免的微小失配會導致出現(xiàn)雜散諧波，大幅度劣化了實際動態(tài)范圍。這種ADC有四類誤差：DC失調(diào)誤差、靜態(tài)增益誤差、時序誤差和帶寬誤差。
在實際中，采用數(shù)字校準技術，DC失調(diào)誤差處理起來比較簡單。其中，帶寬誤差是最難處理的，一般需要通過謹慎的設計和布局來消除。本文中，我們將重點關注增益和時序誤差校準，因為這是導致動態(tài)范圍減小的主要因素。
建議的校準方法
在實際中，ADC的Nyquist帶寬不會全部用掉，其中的一部分通常專門為抗混疊濾波器的滾降特性預留。這一空閑的頻帶可以被用于注入受約束的校準信號。校準信號使用正弦波，因為正弦波很容易生成純凈的頻譜，這樣有兩個主要的特性可以被應用：
1. 振幅可以保持的足夠小，以避免對動態(tài)范圍有任何影響，同時提供了很好的估算精度。試驗表明，-40 dBFS至-35 dBFS電平范圍適用于14位ADC。
2. 頻率限制在以下離散值上，以便降低數(shù)字信號處理算法的復雜度：
(公式1)
其中，F(xiàn)s是TI ADC采樣頻率，P和K是無符號整數(shù)，S=±1，具體取決于校準信號相對于Nyquist區(qū)邊沿的位置(參見圖1)。校準信號可以很容易的在片上通過使用 小數(shù)N分頻PLL以ADC時鐘作為參考信號來產(chǎn)生。選擇足夠高的K值，校準信號的諧波會在有用帶寬之外混疊，這會降低濾波要求。在PLL輸出采用可編程衰 減器能夠實現(xiàn)擺幅調(diào)整。
圖1：頻率規(guī)劃顯示了校準信號的位置。 如果x0和x1表示兩個子ADC的輸出，而校準信號是其輸入，可以使用公式1來表示它們，下面的表達式將這兩路信號連接起來(忽略了噪聲)：
(公式2)
這一線性濾波公式的系數(shù)h0和h1可以明確地對應于增益g和時序Δt誤差：
(公式3)
可以使用一階近似，而設計中的失配誤差比較小，將這一非線性方程組線性化并求逆
估算算法包括以下三個步驟：
1. 提取出校準信號，使用LMS算法，從子ADC的輸出消除它，產(chǎn)生離散時間信號x0和x1。這一算法要求在校準頻率上應用數(shù)字余弦/正弦參考信號。使用容量 為4K (實際中，K<64)的小規(guī)模查找表(LUT)來產(chǎn)生余弦信號。通過簡單的將余弦信號延時K來產(chǎn)生正弦信號。
2. 如圖2所示，使用LMS算法，從提取出的x0和x1信號中自適應估算出系數(shù)h0和h1。
3. 從公式3中得到的線性方程組中計算出增益和時序誤差。
圖2：通過2抽頭數(shù)字自適應濾波器進行增益和時序誤差背景估算。
得到估算結果后，增益和時序誤差被輸入到數(shù)字校準引擎中。使用簡單數(shù)字乘法器補償增益。采用修正的小數(shù)延時濾波器對時序誤差進行校準。通過多相和對 稱方法來降低濾波器實現(xiàn)的復雜度。估算和校準引擎都都以子ADC的采樣速率運行，為進一步優(yōu)化，估算模塊還可以采用降采樣的方案。
方法驗證
一路合成測試信號包括：中心是300 MHz的一路TM3.1、20 MHz LTE載波，以及一路253.44 MHz、-35 dBFS校準正弦波。對應于S=1、K=8、P=2K，可以使用圖3中的測試設置來產(chǎn)生這些信號。這一設置具有低噪聲和高線性度D/A轉換器以及 DVGA，因此，其動態(tài)范圍非常高。我們采用了集成了高分辨率可調(diào)增益和時序誤差功能的商用14位 / 500Msps TIADC。通過FPGA采集ADC原始數(shù)據(jù)，使用Matlab軟件，由IDT校準算法處理這些數(shù)據(jù)。TI ADC的增益和時序誤差分別被設置為大約0.5 dB和5 ps，以仿真最差情況。
圖3：測試設置結構圖。 圖4顯示了校準前和校準后的數(shù)據(jù)功率譜。LTE載波鏡像在校準前是-80 dBFS，校準后，降低了大約30 dB，達到-110 dBFS。提取和抵消算法完全消除了校準信號及其鏡像。這一性能表現(xiàn)是在大約200 μs收斂時間內(nèi)獲得的。
圖4：在校準之前(頂部)和校準后(底部)的功率譜，采用了300 MHz LTE載波。
校準信號保持不變，LTE載波中心頻率從50 MHz掃頻到400 MHz，以便評估頻率行為。如圖5所示，得到的鏡像抑制表明，在兩個第一Nyquist區(qū)內(nèi)，動態(tài)范圍至少提高了30 dB。正如預期所示，如果帶寬誤差沒有得到校準時，頻率會受到限制，從而導致鏡像抑制能力下降。
圖5：鏡像抑制和LTE載波中心頻率對比，采用了固定校準信號。
結論
RF采樣A/D轉換器是下一代軟件無線電系統(tǒng)的關鍵組成。利用時間交織體系結構可以獲得非常高的采樣率和低功耗，代價是動態(tài)范圍劣化。從前文中可以看出，在使 用帶寬之外注入受約束校準信號，使用不太復雜的算法校準增益和時序誤差，能夠顯著提高動態(tài)范圍。對14/500 Msps原型的測量表明，兩個第一Nyquist區(qū)的動態(tài)范圍大約提高了30 dB。只要增益/時序失配誤差模型保持有效，這一建議的方法可以用于速度更高的應用。
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