電路功能與優(yōu)勢 本電路為寬帶直接變頻發(fā)射機模擬部分的完整實施方案（模擬基帶輸入、RF輸出）。通過使用鎖相環(huán)(PLL)和寬帶集成電壓控制振蕩器(VCO)，本電路支持500 MHz至4.4 GHz范圍內的RF頻率。PLL中的LO執(zhí)行諧波濾波，確保提供出色的正交精度。低噪聲LDO確保電源管理方案對相位噪聲和EVM沒有不利影響。這種器件組合可以提供500 MHz至4.4 GHz頻率范圍內業(yè)界領先的直接變頻發(fā)射機性能。
電路描述
圖1：直接變頻發(fā)射機（原理示意圖：未顯示去耦和所有連接）
圖1所示電路使用完全集成的小數(shù)N分頻PLL ICADF4350和寬帶發(fā)射調制器ADL5375。ADF4350向發(fā)射正交調制器ADL5375提供本振(LO)信號，后者將模擬I/Q信號上變頻為RF信號。兩個器件共同提供寬帶基帶I/Q至RF發(fā)射解決方案。ADF4350采用超低噪聲3.3 VADP150調節(jié)器供電，以實現(xiàn)最佳LO相位噪聲性能。ADL5375則采用5 VADP3334 LDO供電。ADP150 LDO的輸出電壓噪聲僅為9 μVrms，有助于優(yōu)化VCO相位噪聲并降低VCO推擠（相當于電源抑制）的影響。
寬帶低EVM直接變頻發(fā)射機 (CN0134)
圖2. 直接變頻發(fā)射機評估板
需要對ADF4350 RF輸出進行濾波，以衰減諧波水平，使ADL5375正交產生模塊的誤差最小。依據(jù)測量和仿真得知，奇次諧波對正交誤差的貢獻大于偶次諧波；如果將奇次諧波衰減至−30 dBc以下，則可以實現(xiàn)−40 dBc或更好的邊帶抑制性能。ADF4350數(shù)據(jù)手冊給出了其二次諧波(2H)和三次諧波(3H)水平，如表1所示。為使三次諧波低于-30 dBc，大約需要衰減20 dB。
諧波成分（二次） −19 dBc 基波VCO輸出
諧波成分（三次） −13 dBc 基波VCO輸出
諧波成分（二次） −20 dBc 分頻VCO輸出
諧波成分（三次） −10 dBc 分頻VCO輸出
表1. ADF4350 RF輸出諧波水平（未經濾波）
本電路提供四種不同的濾波器選項，以適應四個不同的頻段。這些濾波器針對100 Ω差分輸入（ADF4350 RF輸出及適當?shù)钠ヅ洌┖?0 Ω差分輸出（ADL5375 LOIN差分阻抗）而設計，并采用切比雪夫響應，以獲得最佳濾波器滾降，但通道紋波會增多。
濾波器原理圖如圖1所示。這種拓撲結構十分靈活，既可以使用全差分濾波器，使器件數(shù)量最少，也可以對各路輸出使用一個單端濾波器，或者綜合運用以上二者。我們發(fā)現(xiàn)，對于較高頻率(>2 GHz)，兩個單端濾波器的串聯(lián)電感值是全差分濾波器電感值的兩倍，因而器件寄生效應的影響得以減小，可提供最佳性能。對于較低頻率(<2 GHz)，全差分濾波器足以滿足需要。
ADF4350輸出匹配包括ZBIAS 上拉電阻，電源節(jié)點的去耦電容也起到一定的作用。為實現(xiàn)寬帶匹配，建議使用阻性負載(ZBIAS = 50 Ω)，或者將一個阻性負載與ZBIAS的電抗性負載并聯(lián)。后者提供的輸出功率稍高，具體取決于所選的電感。請注意，可以將并聯(lián)電阻作為差分元件（即100 Ω）放置在位置C1c，使電路板空間最小。表2中的c型濾波器即為這種情況。
寄生效應常常會導致截止頻率低于設計值，所以濾波器的設計截止頻率應為目標頻段中最高頻率的約1.2至1.5倍，留出一定的余量。PCB寄生效應可以在EM仿真工具中進行仿真，以提高精度。
寬帶低EVM直接變頻發(fā)射機 (CN0134)
圖3. ADF4350 RF輸出濾波器原理圖
頻率范圍(MHz) ZBIAS L1 (nH) L2 (nH) C1a (pF) C1c (pF) C2a (pF) C2c (pF) C3a (pF) C3c (pF)
a. 500–1300 27 nH|| 50 Ω 3.9 3.9 DNI 4.7 DNI 5.6 DNI 3.3
b. 850–2450 19 nH || (100 Ω in position C1c) 2.7 2.7 3.3 100 Ω 4.7 DNI 3.3 DNI
c. 1250–2800 50 Ω 0 Ω 3.6 DNI DNI 2.2 DNI 1.5 DNI
d. 2800–4400 3.9 nH 0 Ω 0 Ω DNI DNI DNI DNI DNI DNI
表2. ADF4350 RF輸出濾波器元件值（DNI = 不插入）
從表2可以看出，在1250 MHz以下的較低頻率時，需要一個五階濾波器。對于1.25 GHz至2.8 GHz的頻率，三階濾波器便足夠。對于2.8 GHz以上的頻率，由于此時諧波水平非常低，足以滿足邊帶抑制要求，因此無需濾波。
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圖4. 濾波器b的邊帶抑制（850 MHz至2450 MHz）
對于使用濾波器b（850 MHz至2450 MHz）的電路，其邊帶抑制性能與頻率的關系如圖4所示。此次掃頻的測試條件如下：基帶I/Q幅度 = 1 V峰峰值差分正弦波，與500 mV (ADL5375-05)直流偏置正交；基帶I/Q頻率(fBB) = 1 MHz。
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圖5. EVM圖
誤差矢量幅度(EVM)衡量數(shù)字發(fā)射機或接收機的性能質量，反映幅度和相位誤差所導致的實際星座點與理想位置的偏差。EVM圖如圖5所示。
表3給出了有濾波器和無濾波器兩種情況下的EVM測量結果。本例中，基帶I/Q信號是利用3GPP測試模型4，使用Rhode & Schwarz AMIQ（數(shù)字輸出）和外部16位DAC板(AD9788)而產生。另外還使用了濾波器b。圖6為EVM測試設置的框圖。
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圖6. EVM測量設置（原理示意圖）
鄰道泄漏比(ACLR)衡量相鄰通道的功率與主通道功率的關系，用dBc表示。
LO相位噪聲和調制器的線性度是ACLR的主要影響因素。ACLR測試設置與EVM測試設置大致相同，只不過同軸濾波器位于AD9788 DAC板的I/Q輸出端，以便減少混疊產物。
頻率(MHz) 復合EVM，無LO濾波 復合EVM，有LO濾波，濾波器C 調制器輸出功率(dBm)
2140 3.50% 1.80% −7
1800 3.40% 1.50% −7
900 3.30% 0.90% −7
表3. 單載波W-CDMA復合EVM結果：ADF4350 RF輸出端有濾波器和無濾波器兩種情況對比
（根據(jù)3GPP規(guī)范測試模型4測量）
以差分方式驅動ADL5375 LO輸入，除了可以改善邊帶抑制和EVM之外，還具有性能優(yōu)勢。與單端LO驅動相比，調制器OIP2性能可以提高2 dB至5 dB。請注意，多數(shù)外部VCO僅提供單端輸出，因此ADF4350采用差分輸出優(yōu)于使用外部VCO。
圖7顯示使用850 MHz至2450 MHz濾波器（濾波器b）的邊帶抑制結果。
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圖7. 850 MHz至2450 MHz濾波器b的邊帶抑制結果
常見變化
當單個濾波器無法完成所需的寬帶操作時，可以使用ADF4350的輔助輸出，在兩種類型的濾波器之間切換。圖8顯示了這種情況：使用一個RF雙刀四擲開關(DP4T)選擇濾波器1或濾波器2的差分輸出。
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圖8. 利用ADF4350的主輸出和輔助輸出實現(xiàn)濾波器切換的應用圖
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