基于數(shù)字移相器的逆變器系統(tǒng)相位跟蹤控制

摘要：針對光伏分布式電源并網(wǎng)系統(tǒng)中的相位跟蹤控制問題，分析了數(shù)字鎖相環(huán)控制技術(shù)存在的缺點，提出一種基于數(shù)字移相器的相位跟蹤控制方法。實驗利用MSP430產(chǎn)生SPWM信號合成正弦波模擬光伏逆變電源系統(tǒng)。采用基于數(shù)字移相器思想的開環(huán)控制方式，實現(xiàn)了無誤差頻率跟蹤，高精度的相位跟蹤。實驗結(jié)果表明，該方法控制速度快、精度高。
關(guān)鍵詞：光伏逆變電源；相位跟蹤；數(shù)字鎖相環(huán)；開環(huán)控制；數(shù)字移相器

    由于能源危機(jī)的不斷惡化，新型能源，如太陽能、風(fēng)能、核能等，越來越受到廣泛的重視，并取得重大發(fā)展。這些新型能源絕大部分都要通過發(fā)電的方式轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔埽缓蟛⑷腚娋W(wǎng)，供人類生產(chǎn)生活使用。由于新能源發(fā)電的電力不穩(wěn)定，需要通過逆變器轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣麟姟６孀兤鞯妮敵鼋涣麟娏鞅仨毰c電網(wǎng)電壓同頻同相才能并入電網(wǎng)使用。同頻同相的控制效果對新型能源發(fā)電的效率與質(zhì)量具有重大影響。因此，同頻同相的控制方法研究已經(jīng)成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域一個重要的研究方向。
    目前，在逆變電源并網(wǎng)系統(tǒng)中的相位跟蹤控制主要采用數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)，但控制速度慢，需要DSP、FPGA等高速器件作為控制器，而且具有成本高、控制復(fù)雜等缺點。本文針對數(shù)字鎖相環(huán)的缺點，提出一種基于數(shù)字移相器的相位跟蹤開環(huán)控制方法。在實驗中采用MSP430F2544作為控制器模擬逆變系統(tǒng)，實現(xiàn)了同頻同相跟蹤控制。該控制方法簡單高效，系統(tǒng)穩(wěn)定，具有無誤差頻率跟蹤、高精度相位跟蹤的特點。

1 數(shù)字鎖相環(huán)控制原理
    數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)在對電網(wǎng)電壓的頻率和相位的跟蹤控制中應(yīng)用較為廣泛，其作用是使電網(wǎng)電壓和逆變器的輸出電流達(dá)到同步鎖相，關(guān)鍵是實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓頻率和相位的跟蹤。數(shù)字鎖相技術(shù)的主要方法有：先調(diào)頻后調(diào)相和同時調(diào)頻調(diào)相。
    數(shù)字鎖相環(huán)原理：假設(shè)控制器檢測到逆變器輸出與電網(wǎng)電壓相位差為△ψ，T1為電網(wǎng)電壓周期，T2為逆變器輸出電流周期。令電網(wǎng)電壓表達(dá)式為Umsin(w1t)，逆變器輸出電流為Imsin(w2t+△ψ)。若要使兩者同頻同相，須使w1t=w2t+△ψ由于w=T／2π，則可推出T2=2πT1／(2πt-△ψ)。當(dāng)△ψ=0且T1=T2時即達(dá)到要求。若△ψ為正，則需增大逆變器輸出電流周期T2。若△ψ為負(fù)，則需減小逆變器輸出電壓周期T2。當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定時，△ψ=0且逆變器輸出與電網(wǎng)電壓周期相等。數(shù)字鎖相控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

    數(shù)字鎖相環(huán)控制實際上是一種閉環(huán)負(fù)反饋控制方式。負(fù)反饋控制方式具有能實時跟蹤環(huán)境變化的優(yōu)點，但控制速度慢，而且當(dāng)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)存在極點時，系統(tǒng)易產(chǎn)生振蕩。實際上當(dāng)電網(wǎng)環(huán)境變化時，只要逆變器輸出電流的頻率仍處于后級濾波器的通帶內(nèi)，輸出電流的相位延遲就不會改變，此時電網(wǎng)電壓與逆變器的輸出電流相位差與其頻率有固定關(guān)系R：P=R(f)。因此只要濾波器帶寬足夠大，逆變器對電網(wǎng)的波動就有較強(qiáng)的免疫性。此時就可以采用開環(huán)控制方式。

2 相位跟蹤開環(huán)控制原理
    開環(huán)控制方式具有控制速度快，控制簡單，穩(wěn)定等優(yōu)點。既然逆變器的輸入輸出有確定的相位關(guān)系，那么就可以利用數(shù)字移相器的思想進(jìn)行開環(huán)控制。
    數(shù)字移相器是一個其輸入輸出信號具有確定相位關(guān)系的系統(tǒng)。輸入輸出信號的相位差由系統(tǒng)本身的傳遞函數(shù)決定，只與輸入信號的頻率有關(guān)。而逆變器實際上也是一類移相器。當(dāng)兩個系統(tǒng)級聯(lián)時，通過設(shè)定移相器的傳遞函數(shù)，使移相器輸入輸出信號相位差值為逆變器的相反數(shù)，那么整個級聯(lián)系統(tǒng)就能達(dá)到輸入輸出信號同頻同相的效果。
    相位跟蹤開環(huán)控制原理如下：SPWM信號的由一組離散正弦調(diào)制信號產(chǎn)生，相鄰元素之間相位差為固定值△，利用相位累加方式輸出信號，工作原理類似于DDS。設(shè)每次相位增加的時間為AT，通過改變AT，就可以改變調(diào)制信號的頻率?？刂破魇紫葘﹄娋W(wǎng)電壓進(jìn)行過零捕獲，測得電網(wǎng)電壓的頻率f，并根據(jù)f算出并設(shè)置△T的值，使得逆變器輸出電流的頻率等于f。然后每當(dāng)控制器檢測到電網(wǎng)電壓的過零中斷時，根據(jù)關(guān)系R：P=R(f)，重新設(shè)置調(diào)制信號的相位指針Pindex為固定初始相位P。這樣調(diào)制信號的頻率就嚴(yán)格等于電網(wǎng)電壓的頻率，避免由于頻率測量誤差引起相位累積誤差。此時，相位跟蹤誤差主要取決于SPWM的載波頻率。相位跟蹤開環(huán)控制原理框圖如圖2所示。

3 相位跟蹤開環(huán)控制軟件實現(xiàn)
    為了安全以及簡化系統(tǒng)設(shè)計，實驗利用MSP430F2544單片機(jī)產(chǎn)生SPWM信號模擬光伏逆變器。MSP430F2544內(nèi)部具有16 MHz DCO時鐘源，為系統(tǒng)主時鐘。該型號單片機(jī)還具有兩個16位定時／計數(shù)器：定時器A和定時器B，具有捕獲定時功能。電網(wǎng)電壓頻率的測量由定時器B的CCR1模塊進(jìn)行測量。時間間隔△T由定時／計數(shù)器A的CCR0模塊進(jìn)行設(shè)置。圖3為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。

    輸入的正弦波信號模擬電網(wǎng)電壓信號。由高速比較器LM311構(gòu)成過零比較電路將正弦波信號整形成方波信號，然后傳送給MSP430F2544進(jìn)行捕獲。若忽略LM51311的延時，則方波信號的上升沿即為正弦波的相位為零的時刻點。實際上，過零比較電路是一個相位捕獲器。通過定時器記錄相鄰兩個上升沿的時刻點，算出時間差，即可推出正弦波的頻率。
    后級濾波器采用單級L-C無源濾波器。濾波器的截止頻率約為500Hz，而SPWM的載波頻率約為33kHz，這樣就能使輸出正弦波失真度很小。
    SPWM信號由單片機(jī)的兩個定時器控制產(chǎn)生。定時器A的CCR0控制產(chǎn)生載波頻率，而CCR1為調(diào)制值，即正弦波的離散值。定時器A設(shè)置為增計數(shù)模式，輸出設(shè)為PWM復(fù)位／置位模式。當(dāng)定時器的值等于CCR1時復(fù)位，等于CCR0時置位且定時器復(fù)位并從0開始計數(shù)?？刂贫〞r器B的CCR0產(chǎn)生正弦調(diào)制信號，每當(dāng)CCR0等于定時器的值時單片機(jī)產(chǎn)生中斷，根據(jù)相位指針Pindex將下一個正弦波的離散值寫入定時器A的CCR1，這樣輸出正弦波的相位就增加一個△。只要改變定時器B的CCR0的值輸出正弦波的頻率就會發(fā)生改變。電網(wǎng)電壓的過零脈沖信號由定時器B的CCR1進(jìn)行捕獲，由兩級堆棧TB計算電網(wǎng)電壓的頻率f，并將相應(yīng)的值寫入定時器B的CCR0寄存器中。在每一個過零中斷到來時，根據(jù)頻率f與關(guān)系R：P=R(f)算出初始相位，并賦給相位指針Pindex，這樣輸出正弦波的相位就等于電網(wǎng)電壓的相位。圖4為相位跟蹤開環(huán)控制的軟件流程圖。

    程序設(shè)定定時器A的CCR0為256，系統(tǒng)時鐘為16 MHz。因此，逆變器輸出電壓周期最小調(diào)整量為62．5 nsx256=16 μs。電網(wǎng)電壓頻率為50 Hz，即周期為20 ms，則最小調(diào)節(jié)相位為16μs／20msx360°=0．288°。即相位的調(diào)節(jié)分辨率為0．288°／360°x100％=0．08％。因為計算頻率需要兩個信號周期，而設(shè)置指針及頻率需要一個周期。因此系統(tǒng)穩(wěn)定只需3個電網(wǎng)電壓周期。這樣的速度是比較快的，而且不會產(chǎn)生振蕩。

4 實驗結(jié)果
    本實驗采用MSP430F2544產(chǎn)生SPWM信號，放大后經(jīng)過一級LC濾波電路產(chǎn)生正弦信號，模擬逆變器輸出電流信號。由函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生正弦波信號模擬電網(wǎng)電壓信號，正弦波信號的頻率在45～55 Hz之間變化。
    通過雙蹤示波器測試輸入輸出信號，取輸入輸出信號的相位為零的點測試計算時間差，并求得相位差值。改變輸入正弦波的頻率測量20組數(shù)據(jù)，結(jié)果顯示相位誤差均小于0．5°。
    相對誤差E=0．5°／360°×100％≈0．14％。當(dāng)正弦波信號頻率改變時，觀察示波器上的波形變化情況，結(jié)果顯示輸出正弦波達(dá)到穩(wěn)定的時間均不大于3個信號周期。當(dāng)波形穩(wěn)定時，輸入輸出波形具有穩(wěn)定的相位差，說明輸出輸出信號具有相同的頻率。

5 結(jié)論
    在實驗系統(tǒng)中L-C濾波器的通頻帶為500 Hz遠(yuǎn)高于輸入正弦波的頻率。由于較寬的濾波器通頻帶可以抑制電網(wǎng)環(huán)境變化對逆變器的影響，因此可以采用基于數(shù)字移相器的開環(huán)控制方式進(jìn)行相位跟蹤，使得逆變器具有穩(wěn)定性強(qiáng)，控制簡單、速度快、精度高、無頻率誤差等優(yōu)點。實驗結(jié)果顯示，該模擬系統(tǒng)的相位跟蹤誤差約為0．14％，頻率誤差為零，調(diào)節(jié)速度快，均小于3個周期。
    與傳統(tǒng)的數(shù)字鎖相環(huán)控制方法相比性能有所提高，成本相對下降。說明相位跟蹤控制方法有較為廣闊的應(yīng)用前景，但其仍不能適用于電網(wǎng)變化非常劇烈的場合。