基于IEEE802．16d的信道估計(jì)研究與仿真

摘 要：IEEE802．16d是一種可以提供高達(dá)70 Mb／s的峰值傳輸速率來支持不同Qosl類型的綜合數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)部署的固定寬帶無線接入系統(tǒng)。首先介紹了基于IEEE802．16d的Wireless MAN一0FDM中的幀結(jié)梅形式，在分析了0FDM信道估計(jì)技術(shù)和插值算法后仿真了協(xié)議中的導(dǎo)頻和前導(dǎo)在SUI信道模型下的估計(jì)性能。仿真了不同的估計(jì)算法和插值對(duì)系統(tǒng)的性能影響，從仿真結(jié)果可以看出前導(dǎo)的估計(jì)效果要優(yōu)于導(dǎo)頻，給出了系統(tǒng)導(dǎo)頻估計(jì)的適用條件。
關(guān)鍵詞：IEEE802．16d；OFDM；信道估計(jì)；插值

0 引 言
    進(jìn)入21世紀(jì)以來，隨著互聯(lián)網(wǎng)的迅猛發(fā)展和各種實(shí)時(shí)多媒體業(yè)務(wù)需求的增加，寬帶無線技術(shù)將呈現(xiàn)巨大的發(fā)展?jié)摿?。而IEEE802．16d標(biāo)準(zhǔn)作為一種面向無線城域網(wǎng)(WMAN)固定寬帶無線接入方案，以其優(yōu)異的性能和廣闊的前景而倍受關(guān)注。IEEE802．16于2004年出版了IEEE802．16d的固定寬帶無線接入系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)。該標(biāo)準(zhǔn)的物理層定義了4種傳輸模式，分別是10～66 GHz頻率范圍內(nèi)的Wireless MAN—SC，以及應(yīng)用于2～1l GHz下的三種非視距(NOLS)模式：Wireless MAN—Sca，Wireless MAN—OFDM，Wire—less MAN—OFDMA。本文只討論分析WirelessMAN—OFDM。由于無線信道不像有線信道那樣固定并可預(yù)見，無線OFDM通信系統(tǒng)受無線信道的陰影衰落和頻率選擇性衰落影響比較嚴(yán)重，因此必須努力降低無線信道的影響，這就對(duì)無線OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)技術(shù)提出了很大的挑戰(zhàn)，信道估計(jì)的好壞將直接影響到整個(gè)系統(tǒng)的性能優(yōu)劣。本文在基于IEEE802．16d下分別以前導(dǎo)以及導(dǎo)頻作為訓(xùn)練符號(hào)在SUI信道模型下進(jìn)行了估計(jì)性能的仿真，并對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行了分析研究。

1 Wireless MAN—OFDM中的幀結(jié)構(gòu)
    由于OFDM調(diào)制可以有效地抵抗無線信道的多徑衰落，因此它被用于低于11 GHz的NLOS應(yīng)用的Wireless MAN—OFDM和Wireless—OFDMA的物理層技術(shù)。OFDM物理層支持基于幀的傳輸，圖1給出了其下行鏈路的幀結(jié)構(gòu)示意圖。

    從圖1可知，一個(gè)下行鏈路物理層的通信數(shù)據(jù)單元(PDU)分別由前導(dǎo)碼，幀控制頭(FCH)以及突發(fā)OFDM數(shù)據(jù)構(gòu)成。前導(dǎo)碼(preamble)主要用來做各種估計(jì)，它由兩個(gè)連續(xù)的特殊OFDM符號(hào)組成，第一個(gè)OFDM符號(hào)僅使用序號(hào)是4的倍數(shù)的子載波，它的時(shí)域波形包括四個(gè)重復(fù)的64樣值，前面是CP。第二個(gè)OFDM符號(hào)僅使用偶數(shù)子載波，它的時(shí)域波形包括兩個(gè)重復(fù)的128樣值，前面是CP。其時(shí)域結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

    在頻域中，第一個(gè)OFDM符號(hào)頻域數(shù)據(jù)由全頻帶prearnble的4倍數(shù)子載波數(shù)據(jù)得出，4次64序列的頻域定義為：

   
    其中全帶寬前導(dǎo)的頻域序列由協(xié)議中給出。在突發(fā)0FDM數(shù)據(jù)中，每個(gè)OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)的IFFT點(diǎn)數(shù)為256點(diǎn)，即有256個(gè)子載波，分為三種類型的子載波，分別是：數(shù)據(jù)子載波用于傳輸數(shù)據(jù)。導(dǎo)頻子載波(pi1ot)，每隔25個(gè)數(shù)據(jù)子載波有一個(gè)導(dǎo)頻子載波，共8個(gè)，主要用于各種估計(jì)?？兆虞d波，即直流子載波和保護(hù)頻帶，該類子載波不傳輸任何數(shù)據(jù)。OFDM符號(hào)的頻域結(jié)構(gòu)如圖3所示。

2 IEEE802．16d下的信道估計(jì)算法
    信道估計(jì)就是估計(jì)從發(fā)送天線到接收天線之間的無線信道的頻率響應(yīng)。根據(jù)接收的經(jīng)信道響應(yīng)產(chǎn)生了幅度和相位畸變并添加了白高斯噪聲的接收序列來準(zhǔn)確辨識(shí)出信道的時(shí)域或頻域傳輸特性。OFDM系統(tǒng)中常用的信道估計(jì)算法有基于導(dǎo)頻符號(hào)和插值技術(shù)以及基于判決反饋和盲信道估計(jì)三種類型。該文分析基于IEEE802．16d系統(tǒng)下的導(dǎo)頻符號(hào)信道估計(jì)。該類算法的原理是利用接收機(jī)已知的信息來進(jìn)行信道估計(jì)。導(dǎo)頻的插入方式有兩類：分別為塊狀導(dǎo)頻(block—type)以及梳妝導(dǎo)頻(comb—type)。不難發(fā)現(xiàn)在IEEE802．16d中不管是每個(gè)數(shù)據(jù)OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻還是一幀前的前導(dǎo)碼都是按梳妝形式插入導(dǎo)頻的。常用的信道估計(jì)算法有基于最小方差準(zhǔn)則的LS算法以及基于最小均方誤差準(zhǔn)則的LMMSE算法。
2．1 LS算法
    若假設(shè)H為信道的頻域響應(yīng)向量，X和Y分別為發(fā)送和接收信號(hào)向量的頻域表示，n為高斯白噪聲，則有Y=XH+n。LS算法就是使式(1)平方誤差最?。?/p>

從上式可看出LS算法受噪聲影響比較大。
2．2 LMMSE算法
    LMMSE 算法就是使式 HLMMSE=argminE[(HLMMSE—H)(HLMMSE—H)H]的均方誤差最小。LMMSE算法可以在LS算法的基礎(chǔ)上得到：

    
    在式(2)中，RHH=E[HHH]為信道沖激響應(yīng)的自相關(guān)矩陣，可以根據(jù)信道的統(tǒng)計(jì)特性得到。σ2n為加性高斯噪聲的方差。
2．3 插值算法
    在IEEE802．16d下，不管是基于導(dǎo)頻符號(hào)的還是基于前導(dǎo)碼的信道估計(jì)，LS和LMMSE算法一樣，都存在信道估計(jì)的內(nèi)插問題，即非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道響應(yīng)值只有通過導(dǎo)頻點(diǎn)的信道響應(yīng)值內(nèi)插得到，本文主要應(yīng)用和比較了簡(jiǎn)單的線性插值和二維線性插值的性能。
2．3．1 線性插值
    線性插值是插值算法中最簡(jiǎn)單的一種算法。非導(dǎo)頻點(diǎn)上的信道響應(yīng)值可由下式：

   
得到，其中mL≤k<mL+L；L為相鄰兩導(dǎo)頻之間的間隔距離點(diǎn)；HN(k)代表第K個(gè)子載波上的信道傳輸函數(shù)；HN(mL)和HN(mL+L)為兩相鄰導(dǎo)頻點(diǎn)的信道響應(yīng)值。
2．3．2 二維線性插值
    和線性插值相比較，二維線性插值(Gauss插值)是用二次多項(xiàng)式來擬合信道曲線。二維插值的表達(dá)式為：

   
其中：C0=一(α一1)(α+1)；Cl=α(α一1)／2；
α=l／N。二維插值減少了插值誤差，可以獲得比較好的性能。

3 仿真參數(shù)的設(shè)置及結(jié)果分析
    這里的仿真平臺(tái)是基于IEEE802．16d系統(tǒng)的下行鏈路端，OFDM符號(hào)參數(shù)及系統(tǒng)信道帶寬分別如表1所示。

    取仿真幀長(zhǎng)為5 ms，一幀中包含69個(gè)OFDM符號(hào)。系統(tǒng)采用16QAM調(diào)制，沒有考慮協(xié)議中的RS—CC編碼和交織。整個(gè)系統(tǒng)的搭建和信道估計(jì)算法的仿真均是通過Matlab中的M文件來實(shí)現(xiàn)的。仿真結(jié)果均以系統(tǒng)的誤碼率(BER)作為評(píng)價(jià)其性能標(biāo)準(zhǔn)。所得的仿真結(jié)果分別如圖4～圖7所示。

    從圖4很容易可以看出Gauss插值要優(yōu)于線性插值，所以后面的仿真都采用了Gauss插值以提高系統(tǒng)性能。圖5為前導(dǎo)估計(jì)下的LS以及LMMSE在SUI3信道下的性能仿真圖，從圖上可以看出LMMSE算法性能要優(yōu)于LS，與LS算法相比其性能要提高3 dB左右，這反映了LS算法易受噪聲的影響，但同時(shí)LMMSE的運(yùn)算復(fù)雜度要比LS大。圖6為導(dǎo)頻(pilot)和前導(dǎo)(preamble)在SUI3下的LS估計(jì)性能，從該圖能清晰地看出前導(dǎo)估計(jì)性能要導(dǎo)頻估計(jì)，當(dāng)信噪比低于15 dB時(shí)，兩者的性能差距還不大，但這種差距隨著信噪比的提高就越發(fā)明顯了。這主要是由于SUI3為慢衰落信道，不用導(dǎo)頻來進(jìn)行信道跟蹤，且又由于前導(dǎo)中的導(dǎo)頻點(diǎn)要遠(yuǎn)大于OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻點(diǎn)，自然前導(dǎo)估計(jì)性能就優(yōu)于導(dǎo)頻了。當(dāng)信道為SUI4時(shí)，從圖7看出，二者之間的性能差異就更大了，甚至于此時(shí)導(dǎo)頻估計(jì)完全不可用，遠(yuǎn)沒達(dá)到IEEE802．16d所規(guī)定的性能要求，所以此時(shí)系統(tǒng)只能采用前導(dǎo)估計(jì)。分析原因發(fā)現(xiàn)，在SUI4信道下最大多徑時(shí)延為4μs，則此時(shí)系統(tǒng)的相干帶寬B=O．25 MHz，而此時(shí)OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻間隔為O．375 MHz，可見導(dǎo)頻之間的間隔要大于系統(tǒng)的相干帶寬，導(dǎo)致了導(dǎo)頻估計(jì)性能的惡化。進(jìn)一步也可得出系統(tǒng)導(dǎo)頻估計(jì)的適用條件是要必須保證系統(tǒng)導(dǎo)頻間隔不大于系統(tǒng)帶寬，否則導(dǎo)頻估計(jì)不可取。

4 結(jié)語
    IEEE802．16d固定無線寬帶接入系統(tǒng)在傳輸速度，建網(wǎng)距離以及成本投入方面都有很大的優(yōu)勢(shì)，是目前發(fā)展和主推關(guān)于無線接入的理想解決方案。當(dāng)然作為一種新技術(shù)，其必然還有很多難點(diǎn)需要解決優(yōu)化，信道估計(jì)技術(shù)就是其中重要方面之一。該文仿真了在SUI信道模型下基于該系統(tǒng)的信道估計(jì)性能。仿真結(jié)果表明前導(dǎo)估計(jì)性能要優(yōu)于導(dǎo)頻，在SUI4時(shí)只能考慮前導(dǎo)估計(jì)，也從理論上分析了性能差別原因所在，給出了導(dǎo)頻估計(jì)的適用條件，其中的一些結(jié)論和仿真結(jié)果對(duì)進(jìn)一步研究IEEE802．16d系統(tǒng)有較大的參考意義。