LFMCW雷達(dá)中頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

摘要：針對一種線性調(diào)頻連續(xù)波(LFMCW)雷達(dá)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，提出一種中頻接收機(jī)硬件平臺的設(shè)計(jì)方案。該方案采用AD8347正交解調(diào)器做I／O下變頻，AD9248模數(shù)轉(zhuǎn)換器做采樣，EF3C80 FPGA做數(shù)字信號處理，PCI9054做PCI接口，并給出了系統(tǒng)軟件的設(shè)計(jì)方法。實(shí)現(xiàn)了對線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)中頻信號的接收、處理和存儲。通過測試，該接收機(jī)能夠準(zhǔn)確測量出目標(biāo)信號的頻率信息，可為雷達(dá)成像提供原始數(shù)據(jù)。
關(guān)鍵詞：線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)；中頻信號接收機(jī)；FPGA；PCI

    線性調(diào)頻連續(xù)波(LFMCW)雷達(dá)具有體積小、重量輕、結(jié)構(gòu)簡單、分辨力高和無距離盲區(qū)等優(yōu)點(diǎn)，受相關(guān)技術(shù)進(jìn)步和需求的促進(jìn)，近十多年來線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)逐漸應(yīng)用于近距離高分辨率多目標(biāo)探測與成像。本文通過對一種線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一套中頻信號接收機(jī)，能夠有效實(shí)現(xiàn)中頻信號的接收和處理，能準(zhǔn)確測量出目標(biāo)信號的頻率信息。

1 線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)系統(tǒng)方案
    傳統(tǒng)線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)的原理結(jié)構(gòu)和時(shí)間頻率關(guān)系如圖1所示，用發(fā)射信號與接收信號進(jìn)行混頻，得到零差拍信號，該信號的頻率反映了目標(biāo)的距離信息。對每一周期有效時(shí)間內(nèi)的零差拍信號進(jìn)行頻譜分析，便可提取出目標(biāo)的距離信息。

    本文中中頻信號接收機(jī)所針對的一種線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)的結(jié)構(gòu)與圖1中結(jié)構(gòu)有所不同，如圖2所示。

    設(shè)信號源1，信號源2以及VCO的信號形式分別為：
   
    假設(shè)目標(biāo)距離為R，回波延時(shí)為τ，壓控振蕩器VCO的調(diào)頻斜率為μVCO，則易得到中頻接收機(jī)的輸入本振，中頻信號以及混頻得到基帶信號的形式分別為：
   
   
    顯然NμVCOτ就是對應(yīng)的基帶信號頻率fB，N和μVCO是定值，所以提取出基帶信號頻率就可求出回波延時(shí)τ，也就得到了目標(biāo)的距離。設(shè)μ=NμVCO為雷達(dá)發(fā)射載波的調(diào)頻斜率，則易得目標(biāo)距離與基帶信號頻率之間的關(guān)系式：
   
    在該線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)系統(tǒng)中，中頻接收機(jī)收到的本振信號是兩個(gè)固定頻率源的差頻的N倍頻，也是一個(gè)固定頻率的信號，fLO=1．2 GHz，雷達(dá)發(fā)射載波的調(diào)頻斜率是VCO調(diào)頻斜率μVCO的N倍，μ=240GHz／s，線性調(diào)頻周期T=10ms。由于該雷達(dá)用于近距離高分辨率成像及隱蔽物體的檢查，作用距離較小，Rmax=100 m，將μ、Rmax以及光速c帶入式(7)中可得fBmax=160kHz，所以基帶信號的實(shí)際有用帶寬為160kHz。

2 系統(tǒng)硬／軟件設(shè)計(jì)
2．1 模擬中頻信號到數(shù)字基帶信號的處理方案
    AD8347的射頻信號輸入范圍800 MHz～2．7GHz，-3dB解調(diào)帶寬為65MHz，由于輸入的中頻信號IF頻率為1．2GHz，基帶信號實(shí)際有用帶寬160 kHz，輸入輸出信號的頻帶AD8347都完全適用。AD8347的正交誤差1°，振幅平衡0．3 dB，具有較好的精度。內(nèi)部集成69．5 dB自動增益放大器，能夠適應(yīng)-70～10 dBm輸入功率變化。
    AD9248-65是一款14位雙通道，最高采樣頻率65 MSPS的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，具有高性能采樣保持放大器、時(shí)鐘占空比穩(wěn)定器和內(nèi)部參考電壓。信噪比71．6dBc，無雜散動態(tài)范圍80dBc，全功率輸入帶寬500 MHz，300 mW的低功率。在實(shí)際應(yīng)用中，選擇使用內(nèi)部參考電壓，輸入電壓范圍選擇2 V峰峰值。
    實(shí)際有用基帶信號帶寬160kHz，在采樣之前需做抗混疊濾波，LC濾波器不易做到1MHz以下的低通，故濾波器選擇了通帶截止頻率2MHz，阻帶起始頻率5 MHz的LC低通濾波器，采樣率50 MSPS，采樣頻率為帶寬的10倍，過采樣還能提高信噪比。模擬中頻到數(shù)字基帶硬件重要信號連接圖所圖3所示。

2．2 基于FPGA的數(shù)字信號處理方案
    根據(jù)FPGA要實(shí)現(xiàn)的數(shù)字信號處理功能以及存儲容量和時(shí)序控制邏輯的規(guī)模，評估了所需要FPGA的邏輯資源、管腳數(shù)量、片內(nèi)存儲資源等因素，最終選取了Ahera公司Cyclone III系列的EP3CSOF484C8。FPGA系統(tǒng)時(shí)鐘50 MHz，采用主動串行(AS)配置方式，配置芯片選擇EPCS16。
    由于抗混疊濾波器的通帶截止頻率為2 MHz，相對于160 kHz的實(shí)際有用基帶信號帶寬，仍然存在很大的帶外噪聲，并且由于50 MSPS的采樣率過高，導(dǎo)致數(shù)據(jù)率大大超過了實(shí)際需求，所以在FPGA內(nèi)部首先要做1／O兩路并行的抽取式FIR低通濾波。抽取系數(shù)50，系數(shù)精度16位，輸入位寬14位，輸出保留16位。通帶截止頻率160kHz，階數(shù)為400階，Blackman窗，在400kHz處衰減80dB。抽取之后得到的實(shí)際采樣率為1MHz，是400 kHz帶寬的2．5倍，滿足奈奎斯特采樣要求。既有效濾除了絕大部分帶外噪聲，又降低了數(shù)據(jù)率。
    線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)的發(fā)射與接收是需要同步進(jìn)行的，系統(tǒng)采用由接收機(jī)發(fā)出Trigger信號觸發(fā)發(fā)射機(jī)的VCO開始掃頻的方式。上位機(jī)通過PCI9054把開始指令發(fā)給FPGA，F(xiàn)PGA各模塊進(jìn)入工作狀態(tài)的同時(shí)發(fā)送Trigger信號觸發(fā)VCO開始線性調(diào)頻。
    輸入的采樣數(shù)據(jù)經(jīng)FIR低通抽取濾波以后，每50個(gè)時(shí)鐘周期輸出一次，所以整個(gè)VCO掃頻周期內(nèi)得到的數(shù)據(jù)僅10 000次。由于FFT變換采用的是Altera FFT IP核的Burst數(shù)據(jù)流模式，需要將一幀源數(shù)據(jù)連續(xù)輸入，而抽取濾波器輸出的數(shù)據(jù)流是非連續(xù)的，所以采用了16384x32bits的FIFO1進(jìn)行緩存，VCO掃頻結(jié)束后，再將FIFO1中的數(shù)據(jù)連續(xù)地傳輸給16384點(diǎn)的FFT運(yùn)算模塊，有效數(shù)據(jù)僅有10000點(diǎn)，需添6384點(diǎn)零補(bǔ)齊。
    FFT變換輸出的實(shí)部和虛部數(shù)據(jù)各16位，每幀16 384點(diǎn)，存入16 384x32 bits的異步FIFO2，F(xiàn)IFO2可以完整存放一幀數(shù)據(jù)。當(dāng)FIFO2非空時(shí)，F(xiàn)PGA對PCI9054產(chǎn)生本地中斷LINT#信號，PCI9054通過Local總線將FIFO2中的數(shù)據(jù)讀出。FPGA數(shù)字信號處理及控制結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

2．3 PCI總線接口方案
   系統(tǒng)采用了PCI9054作為接口芯片，為PCI總線和局部總線建立起一條高速的數(shù)據(jù)通道，突發(fā)數(shù)據(jù)傳輸速度峰值可達(dá)132 MB／s。本系統(tǒng)中PCI9054采用本地?cái)?shù)據(jù)和地址非多路復(fù)用的C模式，數(shù)據(jù)總線寬32位，本地時(shí)鐘50 MHz。
    PCI9054負(fù)責(zé)將上位機(jī)的指令通過本地總線發(fā)送給FPGA，接收到FPGA發(fā)出的LINT#中斷后對上位機(jī)產(chǎn)生INTA#中斷，上位機(jī)收到中斷后通過PCI9054讀取FPGA中FFT變換得到的數(shù)據(jù)。讀操作時(shí)序如圖5所示。

2．4 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)
    PLX公司為PCI9054提供了一套PLXSDK開發(fā)套件，其中包括驅(qū)動程序、PLXMon調(diào)試工具以及API函數(shù)，在VC++6．0中完成上位機(jī)控制臺操作界面的設(shè)計(jì)并調(diào)用API函數(shù)完成對PCI9054的操作。上位機(jī)控制程序流程圖如圖6所示。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    因?yàn)閷τ谝粋€(gè)距離一定的目標(biāo)，其理想回波的中頻信號就是一個(gè)單頻信號，所以在單獨(dú)測試中頻接收機(jī)時(shí)可以分別用兩臺信號源產(chǎn)生兩個(gè)單頻信號輸入接收機(jī)的IF和LO接收端，LO輸入信號頻率1．2 GHz，功率-10 dBm。IF信號頻率為1．2 GHz偏差在200 kHz范圍內(nèi)，功率-60～10dBm。

    從圖7中可以看出，當(dāng)IF頻率為1．200 001GHz，信號功率為-20dBm，得到基帶信號頻率為1kHz，信噪比約為60dB；當(dāng)IF頻率為1．200 01 GHz，信號功率為-40 dBm，得到基帶信號頻率為10 kHz，信噪比約為60dB；當(dāng)IF頻率為1．200 1 GHz，信號功率為-60 dBm，得到基帶信號頻率為100 kHz，信噪比約為50 dB，所以雖然中頻輸入信號IF的信號功率衰減到了-60 dBm，得到基帶信號的信噪比仍能保持在一個(gè)較好的結(jié)果，這是由于前段混頻器AD8347具有69．5 dB自動增益放大器。當(dāng)IF頻率為1．200 2 GHz，信號功率為-60 dBm，與IF頻率為1．200 1 GHz時(shí)的功率相同，但得到2 kHz基帶信號的信噪比約為40 dB，說明FIR低通濾波器起了作用，在200 kHz處已經(jīng)衰減了10 dB以上。所以可以證明中頻接收機(jī)對1．2 GHz偏差1～160 kHz范圍都能良好地完成接收任務(wù)，可以準(zhǔn)確地測量出IF信號與LO的差頻。

4 結(jié)論
    本文闡述了一種線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)中頻接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，針對系統(tǒng)參數(shù)完成了中頻接收機(jī)的硬／軟件設(shè)計(jì)，能夠?qū)崿F(xiàn)對中頻信號的接收和處理，測量目標(biāo)回波的差拍頻率，可實(shí)現(xiàn)近距離高分辨率探測，采集處理后存儲的數(shù)據(jù)可用于雷達(dá)成像。