直流偏移校正功能與ADS58H40 PCB布局優(yōu)化

1、引言

ADS58H40 是一款由德州儀器(TI)推出的四通道、11/14 比特、采樣 250MSPS、接收 90MHz帶寬的高性能高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器。它同時具有用于反饋的 125MHz 帶寬的 Burst Mode 與用于接收的 90MHz 帶寬的 SNRBoost Mode，適用于基站收發(fā)信機的反饋與接收通道。

目前用于基站收發(fā)信機的高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)大多都具有直流偏移校正功能(DC offset correction function)。它用于校正 ADC 接收到的直流，以免其降低接收機的性能。但是此功能同時也會引起 ADC 的碼域翻轉(zhuǎn)(code toggle)，如果 PCB 布局不當，會造成 ADC 采集小信號功率不準確。本文以 ADS58H40 為例，分析了碼域翻轉(zhuǎn)干擾所帶來的問題，并提供了PCB 優(yōu)化解決方案。

2、高速 ADC 直流偏移校正功能的作用與影響

直流偏移(DC offset)是由外界的直流信號分量與原信號的直流疊加形成。在基站收發(fā)信機中，它主要是由本振泄露與混頻器或 IQ 解調(diào)器的非線性產(chǎn)生。直流偏移會對有用信號形成干擾，通常需要使用 ADC 的直流偏移校正功能來抑制它。

從碼域上來看對于一個理想的 11 bit ADC，其中間碼應(yīng)該是 2^(11-1)=1024。用二進制補碼來表示就是 0x000。由于二進制補碼的最高位表示符號位，所以對應(yīng)的 11 bit 數(shù)據(jù)范圍是從0x000 到 0x7FF。0x7FF 表示-1，對應(yīng)為 1023。在無有用信號輸入時，理想狀態(tài)下，11 bit ADC采集出來的信號在碼域就應(yīng)該為 0x000。但是事實上外界還有熱噪聲(thermal noise)與直流偏移會被 ADC 采集到。直流偏移在碼域上會使 ADC 空采所獲得的碼相對 0x000 向上偏移一些，而熱噪聲信號的自然波動也會疊加到直流偏移所表示的碼上面。ADC 的 DC offset correction function 會修正直流偏移引起的碼域誤差，將其重新校正到 0x000。

ADC 的 DC offset correction function 的工作流程如下：

下面用兩張圖示來對比說明 ADC 未使能與使能 DC offset correction function 在碼域上的區(qū)別。

在未使用 ADC 的 DC offset correction function 時，11 bit ADC 空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下:

在使用 ADC 的 DC offset correction function 時，11 bit ADC 空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下：

通過對比發(fā)現(xiàn)使能 ADC 的 DC offset correction function 后，直流偏移引起的碼域誤差被修正，熱噪聲在碼域上也從基本在 0x000 碼以上圍繞著直流偏移波動，變成了圍繞著 0x000碼波動。因此在使能 DC offset correction function 時，熱噪聲的自然波動會引起碼域從0x000 到 0x7FF 的隨機翻轉(zhuǎn)。體現(xiàn)在 ADC 的 11 bit 數(shù)據(jù)線上就是 ADC 空采時，所有數(shù)據(jù)線的電平都同時在邏輯 0 與邏輯 1 之間切換。此時數(shù)據(jù)線對外的干擾是最大的。如果在 PCB 布局上不夠謹慎，就會使這個干擾信號耦合到 ADC 的模擬輸入端。雖然這個耦合的干擾信號幅度并不大，但是它對 ADC 的輸入信號，尤其是輸入的小信號在頻域上會形成波浪型干擾，在 ADC 空采時，則體現(xiàn)為紋波底噪(ripple noise floor)。

3、碼域翻轉(zhuǎn)干擾所帶來的問題

以 ADS58H40 為例，圖示說明碼域翻轉(zhuǎn)干擾信號耦合到 ADC 模擬輸入端的后果。

在 PCB 布局不理想時，如上圖所示輸出數(shù)據(jù)端直接或間接的通過時鐘或 ADC 的 VCM 耦合到了 ADC 的模擬輸入端。

受此干擾信號影響，將 ADS58H40 通道空采得到的數(shù)據(jù)做 FFT 變換得到的頻域圖如下：

從圖中可以清晰的看到 ADC 采集到的是波浪型底噪，它略微的惡化了 ADC 的信噪比(SNR)，并且會導(dǎo)致小信號的幅度測量不準確，影響接收機靈敏度的測試。

為了進一步說明碼域翻轉(zhuǎn)干擾的影響。用不同幅度的信號輸入給 ADS58H40 進行掃頻測試，將采集到的數(shù)據(jù)制圖如下：

ADS58H40 的采樣時鐘為 245.76MHz，針對其第二奈奎斯特域的中心 60M 范圍，使用 5 個功率等級進行掃頻。在功率大于-40dBFs 時，由于 PCB 布局不當所引入的碼域翻轉(zhuǎn)干擾對輸入信號影響很小(由于 ADC 前端有濾波器的關(guān)系，所以輸入信號不是完全平整的)。但是隨著輸入信號功率的減小此干擾對輸入信號的影響越來越大，在輸入信號幅度低于-60dBFs 時，去除模擬輸入端濾波器的影響后其引起的功率誤差依然可以達到 3dB 以上。

4、針對碼域翻轉(zhuǎn)干擾的 ADS58H40 PCB 布局優(yōu)化

為了避免碼域翻轉(zhuǎn)干擾耦合到 ADC 的模擬輸入端，需要針對性的避免一些不當?shù)?PCB 布局。碼域翻轉(zhuǎn)干擾可以通過三個途徑耦合：

(1)數(shù)據(jù)輸出線與模擬輸入電路布局很近且平行，直接耦合。

(2)數(shù)據(jù)輸出線耦合到 ADC 的時鐘信號再間接耦合到模擬輸入端。

(3)數(shù)據(jù)輸出線耦合到 ADC 的 VCM，再通過 VCM 間接耦合到模擬輸入端。

上圖為 ADS58H40EVM 評估板的 PCB 布局，在基站收發(fā)信機上不會有這么大的空間來給其布局，一些走線難免會離得很近，所以針對碼域翻轉(zhuǎn)干擾的三個耦合途徑，建議對 ADS58H40 PCB布局做出以下三個優(yōu)化：

(1) ADS58H40 的數(shù)據(jù)輸出 LVDS 線與模擬輸入電路分開布局，不要平行或交叉。

(2) ADS58H40 的采樣時鐘線與隨路時鐘線布局盡可能的遠離模擬輸入端，不要與其近距離平行。

(3) ADS58H40 的 VCM 線最好通過過孔直接從模擬輸入電路的差分端中間接入，如上圖四個紅色圈的中心。在模擬輸入端 VCM 接入口必須加上對地的濾波電容。VCM 信號不要做成 VCM 電源平面，而且布局時使其盡量遠離數(shù)據(jù)輸出線。

經(jīng)過 PCB 布局優(yōu)化的 ADS58H40 使能 DC offset correction function 后不再具有紋波底噪，而且 ADC 底噪更佳(Figure 8)。在-60dBFs 的小信號掃頻測試中，去除模擬輸入端濾波器的影響后其波動在 0.5dB 以內(nèi)。

5、結(jié)論

ADC 的 DC offset correction function 可以有效的抑制直流偏移所帶來的誤差。不過在PCB 布局不當時，開啟此功能所帶來的碼域翻轉(zhuǎn)干擾會使 ADC 具有紋波底噪并且其采集到的小信號幅度波動會達到 3dB 以上。通過針對性的 PCB 布局優(yōu)化可以有效的解決這個問題，將-60dBFs的小信號波動控制在 0.5dB 以內(nèi)。