摘要：在SP061A單片機(jī)上實現(xiàn)對ECC信號的FFT、濾波和壓縮。合理組織SP061A的硬件資源，并采取數(shù)據(jù)分段長度可選、避開高頻分量的計算和簡易的數(shù)據(jù)壓縮算法，使存儲開銷、運算速度和精度滿足實用要求。 關(guān)鍵詞：ECC數(shù)據(jù) SP061A FFT 濾波 壓縮 在遠(yuǎn)程心電監(jiān)護(hù)系統(tǒng)中，心電信號采集器是實現(xiàn)心電信號的現(xiàn)場采集、存儲和傳輸?shù)闹匾K端設(shè)備。對采集器的基本要求之一是：及時對采集到的心電信號進(jìn)行濾波和壓縮等預(yù)處理，以減少存儲器占用量和數(shù)據(jù)遠(yuǎn)程傳輸?shù)筋^端服務(wù)器的開銷。為降低成本，這些任務(wù)一般采用單片機(jī)完成。然而，限于單片機(jī)的資源、運算能力和運行速度，許多壓縮算法，如周期壓縮法、小波變換壓縮法和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)方法等無法使用，一些缺乏快速算法的頻域變換法也很難達(dá)到實用的程度[3]。高性價比的心電信號采集器的研制一直是一個熱點問題。
通過研究FFT(快速傅立葉變換)的算法結(jié)構(gòu)和心電信號的特點發(fā)現(xiàn)，采用分段FFT，保留分析心電波形需要的諧波成分，巧妙地組織單片機(jī)的片內(nèi)RAM資源，可使數(shù)據(jù)運算量和RAM開銷大大減少，能實現(xiàn)數(shù)據(jù)濾波和壓縮，且能達(dá)到實時采集與處理所需的運算速度。 SP061A是凌陽科技公司研制的一款16位超低功耗單片機(jī)[1]，片內(nèi)有2K字RAM、10位A/D轉(zhuǎn)換器，CPU時鐘高達(dá)49.152MHz，且價格低廉，還特別具有一套精簡、高效的指令系統(tǒng)和類似于DSP的硬件內(nèi)積運算功能。這些特點很適合心電信號的采集和處理。圖1是作者研發(fā)的心電信號采集器中有關(guān)硬件的組成框圖：多路ECG模擬信號送SP061A進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)送NVRAM DSl265W暫存;待采集完成后，由SP061A進(jìn)行FFT和濾波、壓縮;壓縮結(jié)果送回DSl265W，再適時通過電話線或計算機(jī)網(wǎng)絡(luò)送到監(jiān)護(hù)中心處理、診斷。 本文僅討論用SP061A實現(xiàn)FFT[2]、低通濾波與壓縮。設(shè)對心電信號的采樣率為500次/秒，數(shù)據(jù)精度為10位。
1 數(shù)據(jù)分段算法 設(shè)采集到的原始數(shù)據(jù)存于片外RAM中，將這些數(shù)據(jù)分為若干段，逐段讀入片內(nèi)進(jìn)行FFT。各段的變換結(jié)果及時送回片外RAM中保存。 按照FFT的要求，段中包含的數(shù)據(jù)個數(shù)必須為2N，N為FFT變換的層數(shù)?？紤]到SP061A片內(nèi)RAM為2K字，此處取N=9或N=10，即段中數(shù)據(jù)為 512或1024，以保證RAM夠用。顯然，段頭和段尾的數(shù)據(jù)大小相等時，以該段作為一個周期而無限重復(fù)的波形將無跳躍點。經(jīng)過“FFT變換到頻域”→ “丟棄高頻成分”→“IFFT(快速傅立葉反變換，在頭端PC上進(jìn)行)”一系列操作而重建的時域波形，段與段之間的結(jié)合點將是連續(xù)的。但實際上，按上述分段幾乎不能做到段頭和段尾的數(shù)據(jù)大小相等。取兩種段長的目的就是提供兩種可能的選擇——選擇首尾數(shù)據(jù)之差較小的段作FFT。盡管如此，段首尾數(shù)據(jù)之差仍存在，經(jīng)處理、復(fù)原后的波形在段的結(jié)合部位仍將有間斷點。而采用加窗、延拓等辦法在單片機(jī)上又難以實現(xiàn)。解決問題的策略為：分段時，各段間的數(shù)據(jù)首、尾各覆蓋10個數(shù)據(jù)。頭端PC在完成重建后，應(yīng)將首、尾各5個數(shù)據(jù)丟棄。
2 時域數(shù)據(jù)的整序與加載 分段后，將該段加載到SP061A的RAM中，以實施FFT。原始數(shù)據(jù)以采集的時間先后順序存放，加載時則應(yīng)“整序”，即改變數(shù)據(jù)的先后順序，以保證變換后的頻域數(shù)據(jù)為正序。 設(shè)Rs為指向片外RAM的、待加載的段內(nèi)數(shù)據(jù)的偏移地址，Rs=O…2N-1;Rd為指向片內(nèi)RAM的、待寫入數(shù)據(jù)的偏移地址，如圖2。將Rs按N位二進(jìn)制逐位高低互換就得到只Rdo例如，當(dāng)N=9時，若Rs為011001011B，則Rd為110100110B。為加快計算速度，將N=9時及，的值制表存于FLASHROM，供整序時查詢。當(dāng)N=10時，取Rs的B0～B9位查表獲得Rd，再將Rs的B10位傳送到Rd，的B15位，最后將Rd循環(huán)左移 1位。 FFT變換是復(fù)數(shù)運算。在將原始數(shù)據(jù)加載到片內(nèi)RAM的同時，應(yīng)把實數(shù)轉(zhuǎn)換為復(fù)數(shù)，即令虛部為0。于是，一個原始數(shù)據(jù)加載到RAM中要占用2個字。復(fù)數(shù)的存儲格式為：實部字存于低地址，虛部字存于相鄰的高地址?，F(xiàn)在考察RAM需要量。N=9時，段長為512個數(shù)據(jù)，加載到RAM中要占用 512%26;#215;2=1024字;N=10時，段長為1024個數(shù)據(jù)，全部加載將占用1024%26;#215;2=2048字，超過片內(nèi)RAM 的可用容量。此時，將數(shù)據(jù)分為兩部分，先將第一部分加載到RAM作FFT，得到中間結(jié)果，再將第二部分加載、變換，最后相加合成。 3 FFT變換及低通濾波 FFT將時域序列{χ[i]，i∈0…2N}變換為頻域序列{F[i]，i∈0…2N}。為了實現(xiàn)低通濾波，僅須保留{F[i]}中≤75Hz的頻率分量。當(dāng)N=9時，應(yīng)保留{F[i]}中的前77個低頻分量;當(dāng)N=10時，則應(yīng)保留{F[i]}中的前154個低頻分量。這也同時減少了計算量，加快了計算速度;存放周轉(zhuǎn)量所需的片內(nèi)RAM也能得到保證。 為敘述簡便，以N=3為例，研究FFT的計算結(jié)構(gòu)，如圖3所示。 圖3中，W[k]是復(fù)因子，W[k]=COS[(2kπ)/N ]+jsin[(2kπ)/N]，k=0…2N-1。將W[k]的實部和虛部都乘2 14，取整后制成表，存于FLASH ROM中，供程序查表獲得其值;而W[k]與某數(shù)相乘，將32位運算結(jié)果右移14位作為積。這就使全部運算為整數(shù)運算，適應(yīng)SP061A的硬件乘法功能。 由圖3知，第一層的計算僅涉及實部加減，虛部保持為0，可單獨進(jìn)行。從第二層開始有復(fù)數(shù)乘，但是，當(dāng)只需計算{F[i]}中的低頻分量時，許多中間結(jié)果可不計算。例如，如果需計算出F[0]和F[1](即保留原始信號的直流分量和1次諧波)，則僅需計算χ[0]3、χ[4]3和χ[1]、χ[5]3。計算層數(shù)N越多，減少的運算也越多。 圖4 復(fù)數(shù)乘可利用SP061A的內(nèi)積功能實現(xiàn)。例如，要計算χ[i]%26;#215;W[j]，設(shè)χ[i]%26;#215;W[j]= (a+jb)%26;#215;(c+jd)=ac+(-bd)+j(bc+ad)。顯然，結(jié)果的實部和虛部均為內(nèi)積形式，只是設(shè)置操作數(shù)時須注意符號和排列順序。 上述方法使計算量顯著減少。以512點FFT為例，計算出全部頻率分量需要512%26;#215;log2 512=4608次運算，其中含有2048次復(fù)數(shù)乘。若計算77個低頻分量，則只有3611次運算，其中含有1767次復(fù)數(shù)乘。 當(dāng)N=10時，計算點數(shù)達(dá)1024，片內(nèi)RAM不夠用。此時，應(yīng)按1024點的整序次序取數(shù)，先對χ[0]1～χ[511]1，進(jìn)行FFT，算出 F1[0]～F1[153]，暫存于片內(nèi)RAM中的一個緩沖區(qū);再對χ[512]1～χ[1023]1進(jìn)行FFT，算出F2[0]～F2[153];則最終結(jié)果為：F[i]=Fl[i]+F2[i]，i=0…153。 為避免計算中產(chǎn)生數(shù)據(jù)溢出，從第三層開始，對χ[i]4～χ[i]9都算術(shù)右移1位。操作的累積結(jié)果使F[i]縮小了64倍，故在重建時應(yīng)擴(kuò)大64倍。如此操作實際上降低了運算精度，但實驗表明，重建的波形完全滿足醫(yī)學(xué)觀察要求。 4 數(shù)據(jù)壓縮 采取如下簡易格式實現(xiàn)數(shù)據(jù)壓縮： 對于F[0]，因虛部為0，僅用一個字存放實部，重建時默認(rèn)虛部為0; 對于F[i]，i>0，若實部在—64～63范圍內(nèi)且虛部在—128～127范圍內(nèi)，則用2個字節(jié)存放，格式如下：
兩種格式由第1字節(jié)的最高位區(qū)分。 5 實驗結(jié)果與分析 用自行研發(fā)的
心電信號采集器進(jìn)行實驗，對采集到的4個樣本進(jìn)行處理，實驗結(jié)果如表1。表1中，PRD為均方根誤差，CC為相關(guān)系數(shù)，計算公式為：
式中m為樣本系列的數(shù)據(jù)個數(shù)，x[n]、x分別為原始數(shù)據(jù)系列及其平均值，y[n]、y分別為重建后的系列及其平均值。CR為壓縮比，CR=1(m%26;#215;10)/(壓縮后的字節(jié)數(shù)%26;#215;8) 處理時間為SP061A完成
FFT與壓縮花費的時間，CPU時鐘設(shè)置為49.152MHz。 表1 實驗結(jié)果數(shù)據(jù) 樣本編號代表波形 CR PRD(%) CC 原始數(shù)據(jù)個數(shù)壓縮后字節(jié)數(shù)處理時間(ms) 1 圖4(a) 3.93 23.132 0.97103 17926 5694 254 3 圖4(b) 3.88 14.058 0.98999 19290 6086 263 6 圖4(c) 4.08 3.0731 0.99953 65126 20884 857 9 圖4(d) 3.92 7.4203 0.99592 12804 3978 179 實驗表明，本方法用價格低廉的單片機(jī)實現(xiàn)了復(fù)雜的FFY與數(shù)據(jù)壓縮，計算耗時少，所得結(jié)果滿足實用要求。由圖4可見，重建后的波形在段間結(jié)合點無畸變。噪聲較弱時PRD和CC參數(shù)較為理想;而當(dāng)噪聲很強(qiáng)時，如圖4(a)、4(b)，因濾除了高頻噪聲而使得重建波形與原始波形差距較大，PRD和CC參數(shù)已不能說明問題。壓縮算法簡便，CR約為4。順便說明，本方法未實現(xiàn)50Hz干擾濾波、肌電干擾濾波和基線漂移，這些處理可在頭端PC上進(jìn)行。
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