STM32 逐次逼近寄存器型(SAR)模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)

是采樣速率低于5Msps (每秒百萬(wàn)次采樣)的中等至高分辨率應(yīng)用的常見結(jié)構(gòu)。

SAR ADC的分辨率一般為8位至16位，具有低功耗、小尺寸等特點(diǎn)。

這些特點(diǎn)使該類型ADC具有很寬的應(yīng)用范圍，例如便攜/電池供電儀表、筆輸入量化器、工業(yè)控制和數(shù)據(jù)/信號(hào)采集等。

顧名思義，SAR ADC實(shí)質(zhì)上是實(shí)現(xiàn)一種二進(jìn)制搜索算法。

所以，當(dāng)內(nèi)部電路運(yùn)行在數(shù)兆赫茲(MHz)時(shí)，由于逐次逼近算法的緣故，ADC采樣速率僅是該數(shù)值的幾分之一。

盡管實(shí)現(xiàn)SAR ADC的方式千差萬(wàn)別，但其基本結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單(見圖1)。

模擬輸入電壓(VIN)由采樣/保持電路保持。

為實(shí)現(xiàn)二進(jìn)制搜索算法，N位寄存器首先設(shè)置在中間刻度(即：100... .00，MSB設(shè)置為1)。

這樣，DAC輸出(VDAC)被設(shè)為VREF/2，VREF是提供給ADC的基準(zhǔn)電壓。

然后，比較判斷VIN是小于還是大于VDAC。

如果VIN大于VDAC，則比較器輸出邏輯高電平或1，N位寄存器的MSB保持為1。

相反，如果VIN小于VDAC，則比較器輸出邏輯低電平，N位寄存器的MSB清0。

隨后，SAR控制邏輯移至下一位，并將該位設(shè)置為高電平，進(jìn)行下一次比較。

這個(gè)過程一直持續(xù)到LSB。上述操作結(jié)束后，也就完成了轉(zhuǎn)換，N位轉(zhuǎn)換結(jié)果儲(chǔ)存在寄存器內(nèi)。

圖2給出了一個(gè)4位轉(zhuǎn)換示例，y軸(和圖中的粗線)表示DAC的輸出電壓。

本例中，第一次比較表明VIN< VDAC。所以，位3置為0。

然后DAC被置為0100，并執(zhí)行第二次比較。由于VIN> VDAC，位2保持為1。

DAC置為0110，執(zhí)行第三次比較。根據(jù)比較結(jié)果，位1置0，

DAC又設(shè)置為0101，執(zhí)行最后一次比較。

最后，由于VIN> VDAC，位0確定為1。

注意，對(duì)于4位ADC需要四個(gè)比較周期。

通常，N位SAR ADC需要N個(gè)比較周期，在前一位轉(zhuǎn)換完成之前不得進(jìn)入下一次轉(zhuǎn)換。

由此可以看出，該類ADC能夠有效降低功耗和空間，當(dāng)然，也正是由于這個(gè)原因，

分辨率在14位至16位，速率高于幾Msps (每秒百萬(wàn)次采樣)的逐次逼近ADC極其少見。

SAR ADC的另一個(gè)顯著的特點(diǎn)是：功耗隨采樣速率而改變。

這一點(diǎn)與閃速ADC或流水線ADC不同，后者在不同的采樣速率下具有固定的功耗。

這種可變功耗特性對(duì)于低功耗應(yīng)用或者不需要連續(xù)采集數(shù)據(jù)的應(yīng)用非常有利(例如，用于PDA 數(shù)字轉(zhuǎn)換器)。

SAR ADC的兩個(gè)重要部件是比較器和DAC，稍后我們可以看到，

圖1中采樣/保持電路可以嵌入到DAC內(nèi)，不作為一個(gè)獨(dú)立的電路。

SAR ADC的速度受限于：

DAC的建立時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)必須穩(wěn)定在整個(gè)轉(zhuǎn)換器的分辨率以內(nèi)(如：? LSB)

比較器，必須在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)能夠分辨VIN與VDAC的微小差異

邏輯開銷

DAC的最大建立時(shí)間通常取決于其MSB的建立時(shí)間，原因很簡(jiǎn)單，MSB的變化代表了DAC輸出的最大偏移。

另外，ADC的線性也受DAC線性指標(biāo)的限制。因此，由于元件固有匹配度的限制，

分辨率高于12位的SAR ADC常常需要調(diào)理或校準(zhǔn)，以改善其線性指標(biāo)。

雖然這在某種程度上取決于處理工藝和設(shè)計(jì)，但在實(shí)際的DAC設(shè)計(jì)中，元件的匹配度將線性指標(biāo)限制在12位左右。

許多SAR ADC采用具有固有采樣/保持功能的電容式DAC。

電容式DAC根據(jù)電荷再分配的原理產(chǎn)生模擬輸出電壓，由于這種類型的DAC在SAR ADC中很常用，所以，我們最好討論一下它們的工作原理。

電容式DAC包括一個(gè)由N個(gè)按照二進(jìn)制加權(quán)排列的電容和一個(gè)“空LSB”電容組成的陣列。

圖3是一個(gè)16位電容式DAC與比較器相連接的范例。采樣階段，陣列的公共端(所有電容連接的公共點(diǎn)，見圖3)接地，

所有自由端連接到輸入信號(hào)(模擬輸入或VIN)。采樣后，公共端與地?cái)嚅_，自由端與VIN斷開，在電容陣列上有效地獲得了與輸入電壓成比例的電荷量。

然后，將所有電容的自由端接地，驅(qū)動(dòng)公共端至一個(gè)負(fù)壓-VIN。

作為二進(jìn)制搜索算法的第一步，MSB電容的底端與地?cái)嚅_并連接到VREF，驅(qū)動(dòng)公共端電壓向正端移動(dòng)?VREF。

因此，VCOMMON= -VIN+ ? × VREF

如果VCOMMON< 0 (即VIN> ? × VREF)，比較器輸出為邏輯1。如果VIN< ? × VREF，比較器輸出為邏輯0。

如果比較器輸出為邏輯1，MSB電容的底端保持連接至VREF。否則，MSB電容的底端連接至地。

接下來(lái)，下一個(gè)較小電容的底端連接至VREF，將新的VCOMMON電壓與地電位進(jìn)行比較。

繼續(xù)上述過程，直至所有位的值均確定下來(lái)。

簡(jiǎn)言之，VCOMMON= -VIN+ BN-1× VREF/2 + BN-2× VREF/4 + BN-1× VREF/8 + ... + B0 × VREF/2N-1(B_為比較器輸出/ADC輸出位)。

比較器需要具有足夠的速度和精度，盡管比較器的失調(diào)電壓不影響整體的線性度，

它將給系統(tǒng)傳輸特性曲線帶來(lái)一個(gè)偏差，為減小比較器的失調(diào)電壓引入了失調(diào)消除技術(shù)。

然而，還必須考慮噪聲，比較器的等效輸入噪聲通常要設(shè)計(jì)在1 LSB以內(nèi)。

比較器必須能夠分辨出整個(gè)系統(tǒng)精度以內(nèi)的電壓，也就是說(shuō)比較器需要保證與系統(tǒng)相當(dāng)?shù)木取?/p>SAR ADC與其它ADC結(jié)構(gòu)的比較與流水線ADC相比

流水線ADC采用一種并行結(jié)構(gòu)，并行結(jié)構(gòu)中的每一級(jí)同時(shí)進(jìn)行一位或幾位的逐次采樣。

這種固有的并行結(jié)構(gòu)提高了數(shù)據(jù)的吞吐率，但要以功耗和延遲為代價(jià)。

所謂延遲，在此情況下定義為ADC采樣到模擬輸入的時(shí)間與輸出端得到量化數(shù)據(jù)的時(shí)間差。

例如，一個(gè)5級(jí)流水線ADC至少存在5個(gè)時(shí)鐘周期的延遲，而SAR只有1個(gè)時(shí)鐘周期的延遲。

需要注意的是，延遲的定義只是相對(duì)于ADC的吞吐率而言，并非指SAR的內(nèi)部時(shí)鐘，該時(shí)鐘是吞吐率的許多倍。

流水線ADC需要頻繁地進(jìn)行數(shù)字誤差校準(zhǔn)，以降低對(duì)流水線上每一級(jí)閃速ADC (即比較器)的精度要求。

而SAR ADC的比較器精度只需與整體系統(tǒng)的精度相當(dāng)即可。

流水線ADC一般比同等級(jí)別的SAR需要更多的硅片面積。

與SAR一樣，精度高于12位的流水線ADC通常需要一些某種形式的微調(diào)或校準(zhǔn)。

閃速ADC由大量的比較器構(gòu)成，每個(gè)比較器包括一個(gè)寬帶、低增益預(yù)放大器和鎖存器。

預(yù)放大器必須僅用于提供增益，不需要高線性度和高精度，這意味著只有比較器的門限值才需具有較高的精度。

所以，閃速ADC是目前轉(zhuǎn)換速率最快的一種架構(gòu)。

通常需要折衷考慮閃速ADC的速度以及SAR DAC的低功耗和小尺寸特性。

盡管極高速的8位閃速ADC (以及它們的折疊/內(nèi)插變種)具有高達(dá)1.5Gsps的采樣速率，但很難找到10位的閃速ADC，

而12位(及更高位)閃速ADC還沒有商用化的產(chǎn)品。

這是由于分辨率每提高1位，閃速ADC中比較器的個(gè)數(shù)將成倍增長(zhǎng)，同時(shí)還要保證比較器的精度是系統(tǒng)精度的兩倍。

而在SAR ADC中，提高分辨率需要更精確的元件，但復(fù)雜度并非按指數(shù)率增長(zhǎng)。

當(dāng)然，SAR ADC的速度是無(wú)法與閃速ADC相比較的。

傳統(tǒng)的過采樣/Σ-Δ轉(zhuǎn)換器被普遍用于帶寬限制在大約22kHz的數(shù)字音頻應(yīng)用。

近來(lái)，一些寬帶Σ-Δ轉(zhuǎn)換器能夠達(dá)到1MHz至2MHz的帶寬，分辨率在12位至16位。

這通常由高階Σ-Δ調(diào)制器(例如，4階或更高)配合一個(gè)多位ADC和多位反饋DAC構(gòu)成。

Σ-Δ轉(zhuǎn)換器具有一個(gè)優(yōu)于SAR ADC的先天優(yōu)勢(shì)：

即不需要特別的微調(diào)或校準(zhǔn)，即使分辨率達(dá)到16位至18位。

由于該類型ADC的采樣速率要比有效帶寬高得多，因此也不需要在模擬輸入端增加快速滾降的抗混疊濾波器。

由后端數(shù)字濾波器進(jìn)行處理。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的過采樣特性還可用來(lái)“平滑”模擬輸入中的任何系統(tǒng)噪聲。

Σ-Δ轉(zhuǎn)換器要以速率換取分辨率。由于產(chǎn)生一個(gè)最終采樣需要采樣很多次(至少是16倍，一般會(huì)更多)，

這就要求Σ-Δ調(diào)制器的內(nèi)部模擬電路的工作速率要比最終的數(shù)據(jù)速率快很多。

數(shù)字抽取濾波器的設(shè)計(jì)也是一個(gè)挑戰(zhàn)，并要消耗相當(dāng)大的硅片面積。

在不遠(yuǎn)的將來(lái)，速度最高的高分辨率Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的帶寬將不大可能高出幾兆赫茲很多。

綜上所述，SAR ADC的主要優(yōu)點(diǎn)是低功耗、高分辨率、高精度、以及小尺寸。

由于這些優(yōu)勢(shì)，SAR ADC常常與其它更大的功能集成在一起。

SAR結(jié)構(gòu)的主要局限是采樣速率較低，并且其中的各個(gè)單元(如DAC和比較器)，需要達(dá)到與整體系統(tǒng)相當(dāng)?shù)木取?/p>

The ADC in STM32x microcontrollers uses the SAR (successive approximation register) principle,

by which the conversion is performed in several steps.

The number of conversion steps is equal to the number of bits in the ADC converter.

Each step is driven by the ADC clock.

Each ADC clock produces one bit from result to output.

ADC internal design is a switched-capacitor type.

The following figures (Figure 1 to Figure 6) explain the principle of ADC operation.

The example given below shows only the first steps of approximation

but the process continues till the LSB is reached.