低功耗無(wú)源超高頻射頻識(shí)別應(yīng)答器芯片的射頻電路

本文提出了一種符合ISO/IEC18000-6B標(biāo)準(zhǔn)的高性能低功耗無(wú)源超高頻（UHF）射頻識(shí)別（RFID）應(yīng)答器芯片的射頻電路。該射頻電路除天線外無(wú)外接元器件，通過(guò)肖特基二極管整流器從射頻電磁場(chǎng)接收能量。
0 引 言

    射頻識(shí)別(radio frequency idenlificatinn，RFID)是20世紀(jì)90年代興起的一種自動(dòng)識(shí)別技術(shù)。RFID技術(shù)具有多種條形碼技術(shù)所不具備的優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用范圍十分廣泛，可應(yīng)用于第二代公民身份證、城市一卡通、金融交易、供應(yīng)鏈管理、電刊文費(fèi)(ETC)、門禁控制、機(jī)場(chǎng)行李管理、公共運(yùn)輸、集裝箱識(shí)別、畜牧管理等，因此，掌握制造RFID芯片的技術(shù)變得非常重要。目前，日益增長(zhǎng)的應(yīng)用需求對(duì)RFID芯片提出了更高的要求，要求其容量更大，成本更低，體積更小，數(shù)據(jù)速率更高。根據(jù)這種情況，本文提出了一種長(zhǎng)距離、低功耗的無(wú)源超高頻UHF RFID應(yīng)答器芯片射頻電路。

    RFID常用工作頻率包括低頻125kHz、134.2kHz.高頻13.56MHz，超高頻860～930MHz，微波2.45GHz，5.8GHz 等.因?yàn)榈皖l125kHz、134.2kHz，高頻13.56MHz系統(tǒng)以線圈作為天線，采用電感禍合的方式，其工作距離較近，一般不超過(guò)1.2m，帶寬在歐洲及其他地區(qū)限制為幾千赫茲。但超高頻(860～93Uh1Hz)和微波(2.45GHz，5.8GHz)可以提供更遠(yuǎn)的工作距離，更高的數(shù)據(jù)速率，更小的天線尺寸，因此成為RFID的熱點(diǎn)研究領(lǐng)域。

    本論文提出的射頻電路芯片采用支持肖特基二極管和電可擦除可編程只讀存儲(chǔ)器(EEPROM)的Chartered 0.35μm 2P4M CM0S工藝進(jìn)行流片。肖特基二極管具有較低的串聯(lián)電阻和正向電壓，在將接收到的射頻輸入信號(hào)能量轉(zhuǎn)換為直流電源供電時(shí)，能夠提供較高的轉(zhuǎn)換效率，從而降低功耗。在有效全向輻射功率(EIRP)為4W(36dBm)且天線增益為0dB的情況下，該射頻電路芯片工作在915MHz，其讀取距離大于3m，工作電流小于8μA。

1 射頻電路結(jié)構(gòu)

    圖1是UHF RF1D應(yīng)答器芯片系統(tǒng)圖，其主要包含了射頻電路、邏輯控制電路和EEPROM。其中，射頻電路部分又可以分為以下幾個(gè)主要電路模塊：本地振蕩器和時(shí)鐘產(chǎn)生電路、上電復(fù)位電路、電壓參考源、匹配網(wǎng)絡(luò)和反向散射電路、整流器、穩(wěn)壓器以及幅度調(diào)制(AM)解調(diào)器等。其中除天線外無(wú)外接元器件，天線部分采用偶極子結(jié)構(gòu)，并通過(guò)匹配網(wǎng)絡(luò)與整流器的輸入阻抗進(jìn)行匹配，作為整個(gè)芯片的唯一能量來(lái)源。其等效模型如圖2所示。偶極子天線阻抗的實(shí)部由Rra和Rloss，兩部分組成，其中Rra為偶極子天線的輻射阻抗，是偶極子天線固有的，一般為73Ω，它表征天線對(duì)外輻射電磁波的能力；Rloss為制作天線所用金屬帶來(lái)的歐姆電阻，一般只產(chǎn)生熱量。天線阻抗的虛部X一般為正值，這是因?yàn)樘炀€一般來(lái)說(shuō)總是對(duì)外呈現(xiàn)電感性，此等效電感的大小一般取決于天線的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和基板材質(zhì)。整流器將耦合到的射頻輸入信號(hào)功率轉(zhuǎn)換成芯片所需的直流電壓。穩(wěn)壓器則將該直流電壓穩(wěn)定在一定的電平上，并限制該直流電壓的幅度以保護(hù)芯片不會(huì)因電壓過(guò)高而擊穿。AM解調(diào)器用于從接收到的載波信號(hào)中提取相應(yīng)的數(shù)據(jù)信號(hào)。反向散射電路通過(guò)可變電容來(lái)改變射頻電路的阻抗，從而將應(yīng)答器數(shù)據(jù)發(fā)送到RFID詢問(wèn)器或讀卡器。上電復(fù)位電路用于產(chǎn)生整個(gè)芯片的復(fù)位信號(hào)。與13.56MHz的高頻(HF)應(yīng)答器不同，915MHz的UHF應(yīng)答器不能從載波中分頻得到本地時(shí)鐘，而只能通過(guò)內(nèi)建一個(gè)低功耗的本地振蕩器為數(shù)字邏輯電路部分提供時(shí)鐘。所有這些電路模塊將在下文中逐一詳細(xì)說(shuō)明。

圖1 UHF RF1D應(yīng)答器芯片系統(tǒng)圖

圖2 應(yīng)答器天線的等效電學(xué)模型

2 電路設(shè)計(jì)與分析

    2.1 整流器和穩(wěn)壓器電路

    本論文采用肖特基二極管組成的Dickson電荷泵作為整流器電路，其電路原理圖如圖3所示。這是因?yàn)樾ぬ鼗O管具有較低的串聯(lián)電阻和結(jié)電容，在將接收到的射頻輸入信號(hào)能量轉(zhuǎn)換為直流電源供電時(shí)可以提供較高的轉(zhuǎn)換效率，從而降低功耗。全部肖特基二極管均通過(guò)poly-poly電容連接在一起，其中縱向電容在輸入電壓Vin的負(fù)半周期進(jìn)行充電、儲(chǔ)能，而橫向電容在Vin的正半周期進(jìn)行充電、儲(chǔ)能，從而產(chǎn)生直流高電壓，其產(chǎn)生的電壓為：

    VDD＝n·(Vp,RF－Vf,D)

    其中Vp,RF是輸入射頻信號(hào)的幅度，Vf,D是肖特基二極管的正向電壓，n為所采用電荷泵的級(jí)數(shù)。

圖3 整流器電路圖

    圖4是穩(wěn)壓器的電路圖。該電路是要將整流器輸出的直流電壓穩(wěn)定在一定的電平上，并為整個(gè)應(yīng)答器芯片提供穩(wěn)定的工作電壓，來(lái)保證不會(huì)由于應(yīng)答器芯片物理位置變化引起直流電壓幅度的改變，避免可能導(dǎo)致的芯片擊穿，從而起到保護(hù)應(yīng)答器芯片的作用。該電路采用了自偏置的Cascnde結(jié)構(gòu)，之所以選擇該電路結(jié)構(gòu)是因?yàn)镃ascnde結(jié)構(gòu)存在共柵管的隔離作用，使其具有很好的抑制電源波動(dòng)的能力，從而提高電源抑制比(PSRR)，保證兩個(gè)支路電流的基本穩(wěn)定。其中 Q1與Q2的面積比為1∶8。此外，與一般的HF RFID應(yīng)答器不同，我們?cè)谠O(shè)計(jì)中采用了具有低壓?jiǎn)?dòng)電路的低功耗電壓參考源，以降低芯片的整體功耗

圖4 穩(wěn)壓器電路圖

    2.2 匹配網(wǎng)絡(luò)和反向散射電路

    與13.56MHz的HF應(yīng)答器不同，UHF頻段的RFID應(yīng)答器采用偶極子天線。圖5是應(yīng)答器與天線的SPICE(simulation program with integrated circuit emphasis)等效電路圖。在該等效SPICE電路模型中，接收到的射頻載波信號(hào)為Vs，天線的阻抗為Zs＝Rs＋jXL，可以看作是電壓源Vs的內(nèi)阻，而應(yīng)答器芯片的等效輸入阻抗則是ZL＝RL－jXL。所以，當(dāng)ZL＝Zs*時(shí)，阻抗匹配，功率傳輸最大。在阻抗匹配的情況下，從帶有天線的應(yīng)答器看去，得到的阻抗應(yīng)該是Z＝2RL，從而我們得到接收功耗Pre和電壓擺幅VS之間的關(guān)系為側(cè)：

    則輸入到芯片兩端的電壓擺幅Vin為：

    為了達(dá)到阻杭匹配，電路還需要對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗變換，這樣才能使得天線的內(nèi)阻和射頻電路部分的輸人阻抗達(dá)到共扼匹配，因此我們采用了L型匹配網(wǎng)絡(luò)。由于芯片集成電感成本較高，而且精度較低，所以我們利用天線的電感作為匹配電感，將匹配電容集成到芯片中去。經(jīng)過(guò)計(jì)算，該射頻電路的輸入阻抗約為 (105－j406)Ω。

圖5 應(yīng)答器與天線的SPICE等效電路圖

    圖6為反向散射電路原理圖。反向散射電路通過(guò)可變電容來(lái)改變射頻電路的阻抗，從而將應(yīng)答器數(shù)據(jù)發(fā)送到RFID詢問(wèn)器或讀卡器。該可變電容采用MOS變?nèi)荻O管來(lái)實(shí)現(xiàn)，在標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝中，我們可以利用MOS管柵極到襯底的壓控可變電容，將MOS變?nèi)荻O管的柵極作為電容器的一端，源端和漏端接在一起作為電容器的另一端。

圖6 反向散射電路圖

   2.3  AM解調(diào)器電路

    AM解調(diào)器電路用于將接收到的調(diào)制載波還原成數(shù)字信號(hào)供基帶處理，解調(diào)電路由包絡(luò)檢測(cè)電路、濾波電路和比較器三部分構(gòu)成(如圖7所示)，其中比較器采用遲滯比較器來(lái)降低誤碼率。包絡(luò)檢測(cè)器采用與整流器相同的電路來(lái)提取包絡(luò)信號(hào)。低通濾波器則用來(lái)消除噪聲信號(hào)以及電源上的紋波。最后，通過(guò)遲滯比較器將包絡(luò)信號(hào)在比較器的輸出端恢復(fù)為數(shù)字信號(hào)。

圖7 AM解調(diào)器原理圖

    2.4 上電復(fù)位電路

    上電復(fù)位電路有兩個(gè)主要作用，一是當(dāng)應(yīng)答器進(jìn)入詢問(wèn)器或讀卡器的有效區(qū)域，電源電壓己經(jīng)達(dá)到正常工作電位時(shí)，產(chǎn)生整個(gè)芯片的復(fù)位信號(hào)；其次是當(dāng)電源電壓突然降低時(shí)，該電路可以通過(guò)復(fù)位防止邏輯電路出現(xiàn)功能錯(cuò)誤。圖8是上電復(fù)位電路圖，該電路的上電復(fù)位延遲時(shí)間為10μs。當(dāng)際從零開始不斷增大并超過(guò)起拉電壓2.4V時(shí)，P管MP1和N管MN1率先導(dǎo)通，使得A、B點(diǎn)電位從0開始隨著喻的增大而逐步上升，經(jīng)過(guò)反相器，MP2和MN2管柵極電壓都隨著VDD的上升呈線性變化，所以在開始階段MN2導(dǎo)通，MP2截止，致使C點(diǎn)電壓一直為0(有效復(fù)位)。當(dāng)VDD到達(dá)更高電位時(shí)，A點(diǎn)電位也同時(shí)上升到一定電平，使得MN2管截止，而此時(shí)MP2管導(dǎo)通，使C點(diǎn)電位迅速上升，經(jīng)過(guò)幾級(jí)緩沖器，就得到了一個(gè)從邏輯0到1的跳變信號(hào)輸出，從而使電路開始正常工作。而后面的幾級(jí)緩沖器加電容負(fù)載的級(jí)聯(lián)是為了獲得大約10μs，的時(shí)間延遲，即當(dāng)VDD高于2.4V且保持10μs后復(fù)位信號(hào)完成跳變，從而實(shí)現(xiàn)電路穩(wěn)定工作，其仿真結(jié)果如圖9所示。

圖8 上電復(fù)位電路原理圖

圖9 上電復(fù)位電路仿真結(jié)果

    2.5 本地振蕩器和時(shí)鐘產(chǎn)生電路

    與13.56MHz的HF應(yīng)答器不同，915MHz的UHF應(yīng)答器不能從載波中分頻得到本地時(shí)鐘，而只能通過(guò)內(nèi)建一個(gè)低功耗的本地振蕩器為數(shù)字邏輯電路部分提供時(shí)鐘，由于協(xié)議中規(guī)定時(shí)鐘頻率可以接受±30%的誤差，對(duì)于時(shí)鐘頻率的精度要求不高，因此可以采用比較簡(jiǎn)單的振蕩器結(jié)構(gòu)以降低芯片功耗。經(jīng)過(guò)分析，我們決定采用奇數(shù)級(jí)全差分反相器組成的環(huán)形振蕩器，這不但可以很好地抑制共模電壓的變化，而且還可以獲得很好的電源抑制特性。圖10為本地振蕩器與時(shí)鐘產(chǎn)生電路原理圖。經(jīng)過(guò)仿真測(cè)試，在考慮溫度、電源電壓和工藝角變化的全條件情況下，該電路輸出頻率約為250kHz ,其變化誤差保證了數(shù)據(jù)的位速率精度(bit rate accuracy)小于VDD15%，對(duì)邏輯電路性能沒(méi)有任何影響，較好的滿足了系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。圖11為仿真獲得的時(shí)鐘信號(hào)。

圖10 本地振蕩器與時(shí)鐘產(chǎn)生電路原理圖

圖11 仿真得到的時(shí)鐘信號(hào)

3 測(cè)試結(jié)果與分析

    該射頻電路芯片采用支持肖特基二極管和EEPROM的Chartered 0.35μm 2P4M CMOS工藝進(jìn)行流片。其不含I/O焊盤(PAD)的核心電路芯片面積為300μm×720μm。除兩個(gè)PAD用于連接外部天線以外，其余PAD均用于芯片功能測(cè)試。圖12為射頻電路芯片連接外部天線后與讀卡器進(jìn)行通信測(cè)試獲得的波形圖，測(cè)試采用北京清華同方微電子有限公司符合ISO/IEC 18000-6B標(biāo)準(zhǔn)的THM6BC1-915型UHF RFID讀卡器進(jìn)行。其中圖12(a)是在接收到讀卡器發(fā)射的射頻信號(hào)后，經(jīng)過(guò)整流器和穩(wěn)壓器電路得到的VDD波形，其平均值為3.3V，僅有小于 20mV的紋波，很好地滿足了設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。圖12(b)為經(jīng)射頻電路芯片解調(diào)得到的由讀卡器發(fā)送的數(shù)字信號(hào)。經(jīng)測(cè)試，在EIRP為4W(36dBm)且天線增益為OdB的情況下，該射頻電路芯片工作在915MHz，其讀取距離大于3m，工作電流小于8μA。

圖12 射頻電路芯片的測(cè)試波形圖

4 結(jié) 論

    本論文提出了一種符合ISO/IEC 18000-6B標(biāo)準(zhǔn)的高性能低功耗無(wú)源UHF RFID應(yīng)答器芯片射頻電路，該射頻電路工作于915MHz，除天線外無(wú)外接元器件，通過(guò)肖特基二極管整流器從射頻電磁場(chǎng)接收能量。采用支持肖特基二極管和EEPROM的Chartered 0.35μm 2P4M CMQS工藝進(jìn)行流片，其核心面積為300μm×720μm。該RFID射頻電路包括本地振蕩器、時(shí)鐘產(chǎn)生電路、復(fù)位電路、匹配網(wǎng)絡(luò)和反向散射電路、整流器、穩(wěn)壓器以及AM解調(diào)器等幾個(gè)主要模塊。本文通過(guò)對(duì)各模塊電路的設(shè)計(jì)與優(yōu)化，設(shè)計(jì)出符合標(biāo)準(zhǔn)要求的低功耗射頻電路。采用符合ISO/IEC 18000-6B標(biāo)準(zhǔn)的THM6BC1-915Y2型UHF RFID讀卡器進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試結(jié)果表明讀取距離大于3m，其結(jié)果很好的滿足了無(wú)源UHF RFID應(yīng)答器系統(tǒng)的指標(biāo)要求。