精確測量ADC驅(qū)動電路建立時間

　　引言

　　許多現(xiàn)代數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)均是由高速和高精度ADC組成的。由于其低成本和低功耗，基于CMOS開關(guān)型電容器的ADC通常被用于此類設(shè)計中。ADC使用一個無緩沖前端，直接耦合至采樣網(wǎng)絡(luò)。為了有效地最小化噪聲和信號失真，需使用一款高速、低噪聲和低失真的運算放大器來驅(qū)動該ADC。為了使失真最小化，將運算放大器輸出在ADC采集時間內(nèi)調(diào)節(jié)到理想的精度是非常重要的。通常，運算放大器建立時間是根據(jù)產(chǎn)品說明書中規(guī)定的頻率響應(yīng)時間計算得出的，也可以通過具有精度限制功能的示波器對輸出進行測量得出，有時需要將運算放大器的輸入與輸出差值放大來實現(xiàn)更高的精度。但這些方法均受示波器精度以及電路寄生的限制。此外，運算放大器的建立時間還受由示波器探針導(dǎo)入的寄生電容和電感的影響。第二種方法是將運算放大器的輸入輸出差值放大來提高測量的精度。以上這些方法均未考慮 ADC 采樣電路和采樣數(shù)據(jù)包中的寄生電容和電感。

　　建立時間的定義

　　建立時間是指從理想的瞬時步進應(yīng)用輸入到閉環(huán)放大器的輸出達到并保持在一個規(guī)定的對稱性誤差范圍的時間。建立時間包括一個非常短暫的傳播延遲時間，以及將輸出轉(zhuǎn)換至最終值近似值所需的時間，然后結(jié)合轉(zhuǎn)換從過載條件下恢復(fù)，最后穩(wěn)定在規(guī)定誤差范圍內(nèi)。對于高精度ADC來說，規(guī)定的誤差范圍通常為一個最低位(LSB)ADC的四分之一。

　　基本設(shè)置

　　此處使用的 ADC 是 TI 推出的 ADS8411，該器件是一款 16 位 2-MSPS 的逐次逼近寄存器 (SAR) ADC。驅(qū)動器運算放大器為 TI THS4031。圖 1 顯示了評估設(shè)置。

　　                       圖 1 建立時間評估設(shè)置

　　利用一個模擬多路器 (MUX)(型號為 TI TS5A3159)，通過開關(guān)其 2 個通道來產(chǎn)生瞬時步進輸入。直流電壓 V 連接到通道 2，通道 1 連接至接地;該設(shè)置可以產(chǎn)生一個步進輸入，從零電壓升至有電壓，或從有電壓降至零電壓。此外，可以通過步進發(fā)生器來產(chǎn)生步進輸入。步進發(fā)生器的建立時間速度要比運算放大器的建立時間快許多。
　　說明

　　步驟 1

　　ADC 首先對通道 1(連接至接地)進行采樣。需要有一個較長的采樣時間以確保 ADC 的輸入電容被完全放電。

　　步驟 2

　　如圖 2 所示，在瞬時 A 時，將模擬 MUX 從通道 1 切換到通道 2。該圖顯示了將 MUX 從通道 1 切換到通道 2 時 S 點(圖 1)的電壓。MUX 的建立時間用 ts 標識出來。假設(shè) ts 比運算放大器的建立時間要短。

　　         圖 2 MUX 通道變化的建立時間

　　步驟3

　　一旦在瞬時 A 點開啟模擬 MUX，運算放大器的輸入就會立即開始發(fā)生變化。在瞬時 A 點之后，經(jīng)過一個非常短暫的傳播延遲，運算放大器的輸出開始變化。通過轉(zhuǎn)換率和產(chǎn)品說明書中規(guī)定的帶寬可以大概計算出運算放大器建立時間 (tideal)。本文提出的方法描繪了運算放大器在瞬時 A 點到瞬時 B 點時的輸出(如圖 3)。瞬時 B 點和瞬時 A 點之間的差為 2tideal。

　　圖 3 對 A 點到 B 點的 N 個采樣求平均值，提高精確度

　　步驟 4

　　第一個 ADC 采樣點是在瞬時 B 點，并記錄下該點 n 個讀數(shù)值(ADC 的數(shù)字輸出)。求出這些數(shù)值的平均值，使其更為精確(稍后進行討論)。借助圖形發(fā)生器和可調(diào)時延發(fā)生器(見圖 1)，向左移 1 個毫微秒單位，得出下一個采樣點(見圖 3)，再記錄下該點的 n 個數(shù)值。按照此法，采樣點每次以 1 個毫微秒單位從瞬時 B 點逐步移向瞬時 A 點，并以陣列的方式存儲每個采樣點平均值。該陣列是按照逆時間順序繪制出來的，從而得出運算放大器輸出建立時間的實圖(如圖 3 所示)。

　　求平均值，以獲得更高精度

　　N 位 ADC 的輸入應(yīng)該最少設(shè)定為 n+2 位，但測量出的輸出在 ADC 上顯示為 n 位數(shù)字代碼。通過重復(fù)采樣同一個輸入和采用多個 (n) ADC 讀數(shù)值，可以提高精度。最后求出 n 個輸出數(shù)字代碼的平均值。這表明精度每增加一位，讀數(shù)值數(shù)量則為 4 個，因此精度增加了 w 位，則需要 4w 個讀數(shù)值。

　　每增加一位，信噪比 (SNR) 就會增加 6. 02 dB。因此，16 位 ADC 就應(yīng)該至少設(shè)定為 18 位精度。

　　SNR=6.02×N+1.76

　　其中，N 為 ADC 精度。對于 18 位精度 ADC 而言， SNR 的值為 110.08 dB，因此所需的更多精度位數(shù) (w) 為：

　　測量結(jié)果

　　將 RC 濾波器置于運算放大器輸出端，用來過濾外部噪聲。一款 ADC 采樣電路通常是由更多的 RC 構(gòu)成(R’，C’)，如圖 4 所示。圖 5 顯示了當一個外部電容器用于 RC 濾波，并輸入三種不同電容值時，ADC 采樣電路的建立行為。

　　              圖 4 典型的噪聲濾波器

　　          圖 5 具有一個外部電容的輸入建立時間

　　圖 6 對圖 5 進行了比例放大，充分說明了圖 5 所示的建立時間行為

　　圖 6 為圖 5 的放大圖，以更精確地顯示運算放大器的輸出建立時間。盡管輸出代碼是基于 16 位采樣的，但由于采集了 65536 個樣本，并對每個讀數(shù)值求取了平均值，所以測量的精度會超過 16 位。測量結(jié)果顯示了在不使用電容器時，比較明顯的振鈴以及較少的系統(tǒng)衰減，同時也表明較大電容器 (電容值為 1000pF) 的使用會大大增加建立時間。

　　結(jié)果匯總見表 1。

　　表 1 邊緣位移方法與傳統(tǒng)方法的比較

　　*16 位 LSB 誤差= 0.0015%

　　求取輸出數(shù)據(jù)的平均值可以得到超過 16 位的測量精度

　　                    圖 7 更改反饋電阻的影響

　　偏置電流測量

　　圖 7 顯示了設(shè)置不同電阻值的反饋電阻的情況下運算放大器的建立行為。固定電壓 (settled voltage) 之間的不同表明了偏置電流導(dǎo)致了失調(diào)電壓漂移，從而可計算出偏置電流值為 3 μA，這與 THS4031 的典型規(guī)范相符合。此項試驗可驗證該設(shè)置的正確性。

　　偏置電流計算

　　0Ω ?反饋電阻的固定值為 59595，而 301Ω 反饋電阻的固定值為 59610。Δ(失調(diào)電壓)=偏置電流×電阻器(用于反饋)。

 
　　結(jié)語

　　該方法主要用于精確測量 ADC 驅(qū)動電路的建立時間，既簡單又實用。由于設(shè)置中沒有增加額外的組件，所以測量工作并不會影響建立行為。該方法將來可用來進行內(nèi)置自測 (BIST)。求取多個數(shù)值的平均值使測量結(jié)果更為精確。