概覽
由于業(yè)界正在不斷尋求更低的測試成本，許多RF測試工程師必須繼續(xù)地縮短測量時間。如你所知，無線網(wǎng)絡(WLAN)裝置的測試操作也必須要迎合這個趨勢。無論是用于設計檢驗的自動化測試系統(tǒng)或者是最終產(chǎn)品的測試操作，測試系統(tǒng)的測量速度已經(jīng)變得越來越重要。然而，在大多數(shù)情況下，除了縮短測試的時間并降低測試成本之外，系統(tǒng)的測量精度與可重復性卻不能受到影響。這篇技術文章將針對WLAN測量操作，說明可能影響測量速度的多個權衡要素。在了解了相關概念之后，還將針對提供測試系統(tǒng)的測量速度，提供更好的實踐說明。本技術文章將按照順序?qū)ο铝幸剡M行說明：平均度與可重復性;完整脈沖與部分脈沖的EVM;復合測量與單一測量;測量頻跨與測量時間，最后是CPU與測量時間的關系。針對上述相關的要素，本技術文章將通過NI PXIe-5663 -- 6.6 GHz RF矢量信號分析儀來進行范例測量操作。這些實例使用NI PXIe-5673 -- 6.6 GHz RF矢量信號發(fā)生器作為激勵。而且所有的范例都使用了NI WLAN測量套件(Measurement Suite)，其中包括NI LabVIEW與LabWindows™/CVI的信號產(chǎn)生與分析工具包來搭建測量平臺。若要進一步了解應該如何設置PXI WLAN測試系統(tǒng)，可以參閱配置軟件定義的WLAN測試系統(tǒng)。雖然這篇技術文章著重于PXI RF儀器的操作，但相同的基本測量要素也可能通用于任何RF儀器。因此，無論是PXI儀器與傳統(tǒng)的RF儀器，都可以通過這篇技術文件來提高相關的性能。
權衡要素1 – 平均度與可重復性
無論是自動化設計檢驗還是生產(chǎn)測試方面的應用，提升測量結果可重復性的常見技術，就是平均多次測量的結果。然而，如果要設定大量的平均值來提高測量結果的可重復性，將會增加測量的時間，一般來說，總體的測量時間可以通過平均值的次數(shù)而進行線性的調(diào)整。因此，如果單一測量操作需要用時20ms，那么相同的測量結果10次取平均的時候，就將花費近200ms。
更進一步來看，由于平均操作可以將不可重復的減損(Impairment)- 如加性高斯白噪聲(Additive white Gaussian noise，AWGN)在多次測量之間進行抵消，因此可以有效地提高可重復性。如果要了解平均操作對可重復性的影響，就可以使用NI PXIe-5673 RF矢量信號發(fā)生器與NI PXIe-5663 RF矢量信號分析儀來執(zhí)行環(huán)回測試。通過上述裝置，可以在2.412GHz上產(chǎn)生802.11g正交頻分多工(OFDM)，-10dBm功率強度的RF信號。同樣的，使用4種不同信號種類– BPSK (6 Mbps)、QPSK (18 Mbps)、16-QAM (24 Mbps)，與64-QAM (54 Mbps)就可以了解脈沖的大小與調(diào)制類型對測量時間的影響。如果使用1024位的有效載荷，那么每種信號類型都將具有不同數(shù)量的OFDM符號。舉例來說，BPSK脈沖將具有343個符號，而64-QAM脈沖將使用39個符號。因此，每種信號類型的脈沖間隔也不一樣，表1顯示了不同類型脈沖寬度的不同。
表1 802.11a/g可變數(shù)據(jù)傳輸率的調(diào)制方式，脈沖間隔以及符號數(shù)
誤差矢量強度(EVM)測量操作可以提供完整的信號調(diào)制質(zhì)量。在EVM測量操作中，有兩種內(nèi)置的方法可以展現(xiàn)平均的結果。針對IEEE802.11a/g脈沖，測量的結果將覆蓋各個OFDM子載波與符號。以EVM的均方根(RMS)表示。根據(jù)表1來看，應該可以直接看出脈沖中的符號數(shù)量，而且如果EVM是較低的6Mbps(BPSK)數(shù)據(jù)傳輸率，應該可以產(chǎn)生超過54Mbps脈沖的可重復測量操作。從而可以得知較長脈沖也具有較多的符號。但是，僅當EVM是通過完整脈沖(而非特定部分脈沖)表現(xiàn)為RMS時，上述的假說才是成立的。權衡要素2將針對部分脈沖進行分析，說明相關的可重復性。
在一般的情況下，我們可以假設：在執(zhí)行較長脈沖的測量操作的時候，將可以產(chǎn)生更多的可重復的EVM結果。圖1顯示了平均次數(shù)與測量標準偏差之間的關系。這些測量操作都是通過NI PXIe-5673 RF矢量信號發(fā)生器和NI PXIe-5663 RF矢量信號分析儀來進行的。使用-10dBm的RF平均功率，并且將這兩種儀器的中間頻率均設定為2.412GHz。
圖1 平均操作可以降低測量平均值的標準偏差
圖1展示了當每次測量操作所使用的平均次數(shù)增加的時候，1000次EVM測量的標準偏差將隨之降低。請注意，由于圖1 所使用的信號源是RF矢量信號發(fā)生器- 專門為了產(chǎn)生可重復的信號而設計的產(chǎn)品，所以圖1中的EVM與標準偏差均大大好于802.11g轉換器所可能產(chǎn)生的實際情況。因此，可以將圖1顯示的結果作為可重復性的標準。并且，請注意，只有以絕對測量值(Absolute measurement value)表示的測量其可重復性才有意義。一般來說，只要測試儀器的EVM標準越高，其可重復性的影響就越小。表2則顯示測量操作設定為10次平均時的EVM結果。
表2 EVM與調(diào)制類型保持相對的一致性
表2 顯示，無論調(diào)制方式的不同所測得EVM將趁于一致，然而，這也表示使用者可以通過較長的脈沖來獲得較好的標準偏差。當然也將需要測量更多的符號。舉例來說，如果進行10次平均就可以在64-QAM信號上達到0.081dB的標準偏差，那么當測量BPSK信號的完整脈沖時，只需要5次平均就可以達到相同的標準偏差。
一般來說，只需要花費較長的測量時間，就可以通過平均操作來達到較低的標準偏差結果。表3就以54Mbps脈沖來說明了這種關系，請注意，表3的測量時間包含了門控功率和EVM測量操作。
表3. 測量時間隨著平均次數(shù)的增加而增加
在表3中，我們使用PXIe-5663 RF矢量信號分析儀與一套NI PXIe-8106控制器執(zhí)行復合的EVM與門控功率測量操作。EVM是由完整脈沖的RMS計算所得;而且其中的平均值與標準偏差是以超過1000次的測量操作所計算得出的。表3則說明，測量時間與平均次數(shù)之間那趨于線性的關系。NI WLAN分析工具包使用了所謂的非同步提取(Asynchronous fetching)技術，即當分析儀提取出新的記錄的時候，也同時處理以前的記錄。因此，使用者不需要受到線性時間(Linear time)的限制就可以對多次平均進行測量操作。另外，還請注意表3所列出的單次平均的EVM與功率測量將花費9.4ms，但如果將平均次數(shù)設定在10次，測量操作就僅花費了63.6ms，即每次的平均耗時為6.3ms。
權衡要素2 – 完整脈沖EVM與部分脈沖EVM
如果將儀器設定為執(zhí)行部分脈沖EVM，而不是處理完整脈沖EVM測量時，就可以在某些情況下獲得較快的EVM測量。按照默認值來處理，NI WLAN分析工具包將執(zhí)行OFDM EVM測量來作為整個脈沖序列中所有子載波中每個符號的RMS。同樣的，NI WLAN分析工具包將802.11b DSSS EVM測量作為整個脈沖序列所有片段的RMS。但是，仍然有諸多范例顯示，如果僅測量脈沖的第一部分，那么不僅可以得到可重復的測量并節(jié)約測量時間。在這樣的情況下，您可以通過編程來配置運算EVM所需要的符號數(shù)目或者片段數(shù)。
為了說明部分脈沖分析的影響，我們可以通過兩組不同的脈沖并設定其分別使用BPSK (6 Mbps) 和64-QAM (54 Mbps)。如表1所示，BPSK脈沖具有1434 µs的長度與343組符號;而64-QAM脈沖具有176 µs的長度和39組OFDM符號。同樣的，本實驗展示了運算EVM測量時間的結果作為1000次測量的平均值。每一個測量值都通過一次平均來實現(xiàn)并關閉了軌跡。圖2 展示了用來進行運算操作的符號數(shù)量與BPSK脈沖測量時間的關系。
圖2 BPSK脈沖所測得標準偏差與符號之間的關系
如圖2所示，對于BPSK這種較長的脈沖序列來說，如果可以只分析序列的一部分而不是所有的符號，就可以大大縮短測量的時間。如果使用比較少的符號，就可以將該脈沖的測量時間從40ms縮短為22ms。此外，在較快的測量條件下，測量結果的可重復性可能會出現(xiàn)稍微的偏差。
很顯然，部分脈沖測量的優(yōu)點是可以縮短較長脈沖的測量時間。造成這個結果的原因就是對于較長的脈沖序列來說，進行一次測量的準備時間(內(nèi)存分配、驅(qū)動調(diào)用以及數(shù)據(jù)采集的時間)與整個脈沖的測量時間相比僅占很小的一部分。而與之相反，對較短的脈沖序列(例如64-QAM和16QAM)來說，相對于使用的符號來說，靈活性就相對小了。例如，一個64-QAM脈沖序列僅包括39個先頭符號。因為您需要多于16個符號來進行可重復的EVM測量，所以您將不能在64-QAM脈沖序列上顯著地縮短測量時間。圖3顯示了針對54Mb/s的脈沖其測量時間與符號數(shù)目的關系。
圖3 對較長的脈沖序列來說，部分脈沖分析會更快
圖2與圖3所顯示的結果，都使用了NI PXIe-8106控制器來加快測量的速度。請注意，這些結果僅適用于某些條件，針對較長的BPSK與QPSK 802.11a/g信號而言，僅進行部分脈沖分析的確可以縮短測量的時間。
通過WLAN分析工具包，也可以使用相同的方法來設定IEEE802.11b EVM測量操作只對部分脈沖進行計算。由于802.11b使用直接序列擴頻(DSSS)，因此將通過多級片段來計算EVM。因為默認的EVM測量將對完整的脈沖進行計算，使用者可以將WLAN分析工具包設定為僅對1000組片段執(zhí)行EVM測量操作。
圖4. 以較少的DSSS片段來配置EVM所得到的802.11b的測量時間
從圖4可以看出，如果針對1Mbps的信號脈沖減少測量的片段數(shù)量，就可以將測量的時間從300ms縮短為170ms。
權衡要素3 – 復合測量與單一測量
縮短WLAN測量時間的第三個要素，就是執(zhí)行復合式的測量操作來取代個別設定的測量操作。通過WLAN分析工具包，只需要執(zhí)行單一的復合式測量操作就可以進行所有的時域測量(時域功率、EVM和頻率偏移)。由于復合測量可以從單一脈沖中計算得到多項測量結果，因此其效率高于順序執(zhí)行的獨立測量操作。
當使用復合式測量操作測量功率時，必須考慮兩種方式，如果使用WLAN分析工具包，即可以通過完整的脈沖序列來測量RF功率，也可以通過部分脈沖序列來進行門控測量。表4展示了各個測量操作所需要的測量時間。該表格中的所有結果，都是100次測量各自進行了單次平均之后的總的平均值。在些范例中，我們使用了16組OFDM符號來完成每次802.11a/g EVM測量操作。并針對20~120 µs的部分脈沖序列進行門控功率測量。
表4. 進行802.11a/g復合測量與單一測量所需要的時間
從表4可知，針對802.11a/g的單一脈沖序列執(zhí)行如EVM與功率等重要的復合測量時，其總測量時間與多個單一測量的時間總和相比將可以有大幅地降低。表4所示的復合測量包含了EVM，門控功率(部分脈沖)與TX功率(完整脈沖)測量。
如果對802.11b信號進行相應的復合式測量，也可以省下差不多的時間。針對該信號類型，重要的測量可以包括EVM、功率、功率上升時間與功率下降時間。同樣的，由于復合式測量可以讓使用者同步地進行多個測量操作，因此是一種加速裝置測量速度的方法。表5即是以NI PXIe-8106雙核控制器運行LabVIEW 8.6.1進行測量的結果。這里通過對1000個片段進行EVM測量，并且以100 µs的時間間隔來計算門控功率。
表5. 進行802.11b復合測量與單一測量所需要的時間對比
同樣的，表5說明了并行測量操作可以達到較高的效率。如果分別執(zhí)行11Mbps CCK脈沖、EVM、TXP和上升/下降測量操作，將總共需要126ms的測量時間，但如果是平等測量，則僅需要64ms的總測量時間。
權衡要素4 – 測量頻跨與測量時間
執(zhí)行WLAN頻譜測量所需要注意的第四個權衡要素，就是測量的頻跨與測量時間之間的關系。IEEE 802.11標準為802.11a/g信號定義了60MHz的頻域遮罩，為802.11b定義了66MHz的頻域遮罩;并且還有幾個實例可用于用戶自定制，舉例來說，測試工程師可能需要100MHz的頻跨來測試調(diào)制信號頻率范圍以外的混疊信號。更進一步來說，工程師也可能對802.11b信號只使用44MHz的頻跨以縮短測量時間。
不管是數(shù)字IF分析儀還是傳統(tǒng)的掃頻分析儀來說，測量頻寬越大，需要的測量時間越長。使用傳統(tǒng)的掃頻分析儀，測量的時間與頻跨會是線性的關系。在這樣的條件下，如果將一個100kHz的RBW濾波器在所需要的頻跨范圍中進行掃頻，測量的時間將與測量的頻跨成線性關系。如果使用矢量信號分析儀(如NI PXI-5661和NI PXIe-5663)，那么其結果將會有所不同。與矢量信號分析儀的實時帶寬相比，頻譜測量操作的實時帶寬較為狹小，因此不需要另外的RF前端來對信號進行重調(diào)以完成測量。
例如，NI PXIe-5663 RF矢量信號分析儀如果提供50MHz的實時帶寬，那么使用者就不需要花費大量的時間來重新調(diào)整儀器的前端，也可以執(zhí)行低于50MHz頻跨的頻譜測量操作。圖5即是使用NI PXIe-8106控制器執(zhí)行頻譜測量操作，根據(jù)頻跨范圍的不同而在3~12.5ms之間變化。
圖5. 運行于NI PXIe-8106控制器的WLAN 802.11g/g測試的頻域遮罩對頻跨的關系(NIRFSA 2.2或更新版本)
與之相對的，如果頻跨是在50MHz與100MHz之間，就必須要對分析儀的RF前端重新進行一次調(diào)整。因此，加上CPU對信號進行額外處理所需要的時間分析儀前面重調(diào)操作將會增加全局測量時間。圖5展示了一個66MHz頻跨(完全的802.11a/g頻域遮罩)的信號需要近12.5ms的時間來測量。在這樣的條件下，附加時間將會取決于本地晶振的穩(wěn)定時間而不是信號處理的時間。
請注意，與該EVM測量相似的是：操作者必須考慮測量時間與平均次數(shù)之間的關系。由于平均操作可以合理地降低本底噪聲，所以一般工程師都會在測量的時候執(zhí)行幾次平均。在圖6中，可以觀察到單次平均與100次平均下的頻譜遮罩測量(66MHz頻跨)結果的區(qū)別。
圖6 對頻譜模板測量操作來說，適當?shù)钠骄梢越档蜏y量的不確定性
因此，測量頻跨與平均次數(shù)，都將影響頻譜模板測量的整體速度，一般來說，只有在RF前端必須進行重調(diào)時，測量頻跨對測量時間的影響會比較大，而從另一方面來看，平均次數(shù)帽與測量的時間有線性的關系。
例如，考慮對處理器資源要求較高的802.11b的頻譜模板測量(44MHz頻域范圍)，圖7展示了測量時間與平均次數(shù)之間的線性關系。
圖7 在不同CPU條件下頻譜模板測量時間與平均次數(shù)的關系
更進一步來說，CPU測量時間與CPU的特性有相當大的關系。在這個實例中，CPU的運算能力越強，例如使用NI PXIe-8106控制器，就能夠越快地完成這個測試。
權衡要素5 - CPU對測量時間的影響
第五個會大幅影響WLAN信號測量的權衡要素是測量系統(tǒng)所使用的CPU。CPU是軟件定義的PXI測量系統(tǒng)的核心基本部件之一。CPU的性能也往往是影響測量性能最直接的因素，對RF的測量更是如此。幸運的是，現(xiàn)在的用戶可以通過目前的多核CPU配合WLAN分析工具包來獲得極高的工業(yè)級的測量結果。
雖然實際系統(tǒng)的性能仍然受到很多其它因素的影響(如存儲介質(zhì)容量的大小或其它應用背景的影響)，但在自動化測試系統(tǒng)中，CPU性能與測量時間的關系密不可分。表6就展示了以PXI控制器為基礎的比較結果。
表6 多款PXI Express 控制器的重要參數(shù)對比
以上幾個CPU的性能都會對整體的測量速度造成影響，但其中影響最大的，包括處理核的數(shù)量、CPU時鐘頻率、前端總線、L2緩存的大小和系統(tǒng)內(nèi)存的大小。
圖8展示的是脈沖數(shù)據(jù)傳輸率與測量時間的關系。還有CPU對EVM測量時間的影響，如圖所示，NI PXIe-8106雙核控制器在所有的數(shù)據(jù)傳輸率中，都可以取得較快的EVM測量時間。
圖8 較快的CPU可以縮短測量的時間
雖然PXIe-8106在所有的數(shù)據(jù)傳輸率下都可以取得最快的速度，但是請注意，它并非本次實驗使用的所有控制器中時鐘頻率最高的。雖然NI PXIe-8130所使用的AMD CPU的時鐘比NI PXIe-8106的時鐘頻率要高，但由于其L2緩存大小較小，因此影響了其運算的速度。NI PXIe-8106所使用的Intel Core 2Duo T700 CPU，是這次實驗中L2緩存最大(4MB)的CPU。
結論
如上面的表格與圖示所展示的，有很多的因素都可能影響WLAN信號的整體測量時間。因此，如果想要將測量系統(tǒng)的速度發(fā)揮到極致，就必須要仔細地考慮相關的配置，包括平均次數(shù)、所要測量的符號數(shù)與測量頻跨(頻譜)。更進一步地看，雖然操作者可以調(diào)整多個測量配置來縮短測量的時間，卻也需要同時考慮可能關聯(lián)影響的可重復性、精度或者是測量的完整性，進而達到結果的平衡。因此，如果要不犧牲測量的品質(zhì)又要能夠提升測試的數(shù)據(jù)傳輸量，最簡單的辦法莫過于選擇更好的CPU。而軟件定義的PXI架構的測試系統(tǒng)的重要優(yōu)勢之一就是可以讓操作者可以根據(jù)自己的需要選擇CPU。除了可以大幅提升測量速度之外，PXI系統(tǒng)也可以高度的自定制。所以，操作者可以獲得未來升級處理器的靈活性以達到更快的測量速度。
下載文檔
