5G終端LTE和NR互干擾來源于哪里？應(yīng)如何去解決？
5G標(biāo)準(zhǔn)制定正在如火如荼地討論中，未來的終端勢必將同時(shí)支持LTE和5G NR等多種制式。當(dāng)終端的LTE和5G NR收發(fā)鏈路同時(shí)工作時(shí)，在很多頻段組合下會發(fā)生相互干擾，造成靈敏度回退［1-2］，甚至導(dǎo)致這些頻段組合最終無法在現(xiàn)網(wǎng)中應(yīng)用。因此需要對終端內(nèi)部的互干擾進(jìn)行深入分析。
2 終端互干擾背景 2.1 互干擾來源與分類終端內(nèi)互干擾主要來源于射頻前端器件的非線性。非線性器件可劃分為無源和有源兩大類。其中非線性無源器件包括濾波器、雙工器等；非線性有源器件包括開關(guān)、PA（功率放大器）、調(diào)諧電路等。無源器件產(chǎn)生的諧波及互調(diào)干擾一般要弱于有源器件。在有源器件中PA是主要的非線性來源。
描述非線性器件輸入輸出信號的泰勒級數(shù)展開式是：
y=f（v）=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+… （1）
其中，v為輸入信號，y為輸出信號。
當(dāng)輸入為單音信號coswt時(shí)，輸出信號就包含了2wt、3wt等高次諧波分量。如諧波落入另一接收頻段時(shí)就造成了諧波干擾，如圖1所示。該干擾多發(fā)生在低頻發(fā)射和高頻接收同時(shí)進(jìn)行的場景。
當(dāng)輸入信號包含多個(gè)頻率分量時(shí)，輸出就包含了這些頻率分量的各階互調(diào)產(chǎn)物。以輸入兩個(gè)頻率分量cosw1t和cosw2t為例，輸出會包含二階互調(diào)（w1±w2）、三階互調(diào)（2w1±w2、w1±2w2）等。如互調(diào)產(chǎn)物落入接收頻段就會造成互調(diào)干擾。該干擾多發(fā)生在高低頻同發(fā)場景，外界信號倒灌入U(xiǎn)E發(fā)射鏈路場景等，如LTE語音和5G數(shù)據(jù)并發(fā)，LTE信令和5G數(shù)據(jù)并發(fā)等?；フ{(diào)失真中二階和三階失真幅度最大，階數(shù)越高失真幅度越小，一般來說三階以上互調(diào)失真幅度較小在多數(shù)場景下帶來的影響可不考慮。
此外，諧波混頻干擾也是需要注意的干擾場景，該干擾將在第5章節(jié)進(jìn)行全面討論，此處不贅述。
圖1 互干擾分類
2.2 典型頻段的互干擾目前3.3 GHz—4.2 GHz頻段（以下簡稱3.5 GHz頻段）是5G的重點(diǎn)部署頻段，對其造成嚴(yán)重干擾的信號多為低頻信號產(chǎn)生的二次諧波/三次諧波、二階互調(diào)/三階互調(diào)等。
以B3與3.5 GHz的互干擾為例，如圖2所示。B3上行的二次諧波會對3.5 GHz下行造成二次諧波干擾。B3上行與3.5 GHz上行的二階互調(diào)產(chǎn)物會對B3的下行接收造成干擾。此外還有更高階的四階互調(diào)和五階互調(diào)干擾等。
圖2 B3與3.5 GHz互干擾
下面將對互干擾情況做進(jìn)一步的分析。為簡化分析，假定終端同時(shí)支持LTE和5G，在天線架構(gòu)上分為LTE與5G共天線和獨(dú)立天線兩種架構(gòu)。下面將依次分析諧波干擾、互調(diào)干擾及諧波混頻干擾。
3 諧波干擾 3.1 共天線架構(gòu)當(dāng)LTE與5G采用共天線架構(gòu)時(shí)，B3 PA輸出的二次諧波對3.5 GHz接收通路的影響主要分為以下三部分，具體干擾路徑如圖3所示。
一部分諧波經(jīng)過B3 Duplexer-》Harmonic Filter-》Switch-》Triplexer-》Switch-》3.5 GHz Filter-》Switch-》LNA，之后進(jìn)入RFIC主接收通道，帶來干擾。
一部分諧波與上述類似，經(jīng)過天線空口輻射耦合進(jìn)入輔接收通道。
另有一部分B3 PA輸出的諧波經(jīng)過PCB板直接耦合進(jìn)入3.5 GHz主接收和輔接收通道，帶來干擾。
對于上述經(jīng)發(fā)射和接收通路進(jìn)入3.5 GHz LNA輸入端的諧波干擾，一般采用諧波抑制濾波器（Harmonic Filter）來降低干擾。
圖3 共天線諧波干擾表1為前端器件的典型參數(shù)，可用于對諧波干擾進(jìn)行分析計(jì)算。
表1 前端器件諧波參數(shù)
表2是諧波干擾強(qiáng)度的計(jì)算結(jié)果：
表2 共天線諧波干擾
二次諧波加載到LNA輸入口帶來了終端底噪的抬升，造成了靈敏度的相應(yīng)回退。當(dāng)工作帶寬為5 MHz時(shí)，主輔接收鏈路經(jīng)最大比合并后靈敏度回退達(dá)22.5 dB。當(dāng)帶寬為20 MHz時(shí)，主輔接收鏈路經(jīng)最大比合并后靈敏度回退16.5 dB。可見在共天線架構(gòu)下，B3二次諧波對3.5 GHz的靈敏度帶來了很大的回退。
3.2 獨(dú)立天線架構(gòu)當(dāng)LTE與NR采用獨(dú)立天線設(shè)計(jì)時(shí)，B3發(fā)射信號的2次諧波將經(jīng)過如圖4所示的紅色路線進(jìn)入3.5 GHz的接收通路造成諧波干擾。相比共天線架構(gòu)，B3 PA輸出的諧波將經(jīng)天線耦合進(jìn)入輔接收通路，造成諧波干擾。除諧波抑制濾波器可以帶來一定的諧波抑制外，天線間隔離也進(jìn)一步降低了諧波干擾。
圖4 獨(dú)立天線諧波干擾采用與表1同樣的參數(shù)，計(jì)算獨(dú)立天線架構(gòu)下的諧波干擾，結(jié)果如表3所示：
表3 獨(dú)立天線諧波干擾
當(dāng)工作帶寬為5 MHz時(shí)，經(jīng)最大比合并，主輔天線靈敏度回退達(dá)21.8 dB。當(dāng)帶寬為20 MHz時(shí)，經(jīng)最大比合并，主輔天線靈敏度回退15.8 dB?？梢娫讵?dú)立天線架構(gòu)下，B3二次諧波對3.5 GHz的靈敏度也帶來了很大的回退。
3.3 諧波干擾小結(jié)表4對共天線和獨(dú)立天線兩種架構(gòu)下諧波干擾帶來的靈敏度回退情況進(jìn)行了匯總。由對比可見，獨(dú)立天線架構(gòu)對靈敏度的改善僅有0.7 dB，即采用獨(dú)立天線并沒有明顯地改善靈敏度。
表4 靈敏度回退對比 dB
表5匯總了共天線和獨(dú)立天線兩種架構(gòu)下不同來源的諧波干擾強(qiáng)度。對比可見，獨(dú)立天線只改善了主接收鏈路的傳導(dǎo)干擾值，而對輔接收鏈路并沒有改善。相比之下，PCB泄露帶來的干擾對終端靈敏度的回退起到了主導(dǎo)作用。分立天線和諧波抑制濾波器均無法徹底解決B3對3.5 GHz的二次諧波干擾。
表5 諧波干擾對比 dBm
4 互調(diào)干擾
互調(diào)干擾是另一個(gè)引起終端靈敏度回退的主要因素。終端內(nèi)部多個(gè)前端器件均會產(chǎn)生互調(diào)干擾，包括Triplexer、Switch、Duplexer、PA等，其中B3 PA和3.5 GHz PA是產(chǎn)生互調(diào)干擾的主要來源。
4.1 定性分析以B3 PA為例，互調(diào)產(chǎn)物包括以下幾方面：
（1）RFIC輸出的B3信號與正向饋入的3.5 GHz信號會進(jìn)行互調(diào)，產(chǎn)生二階、四階、五階等互調(diào)產(chǎn)物。
（2）RFIC輸出的B3信號與反向饋入的3.5 GHz信號產(chǎn)生的二階、四階、五階互調(diào)產(chǎn)物。
以上互調(diào)產(chǎn)物的一部分經(jīng)過B3 Duplexer進(jìn)入B3的主接收通路，一部分經(jīng)前端器件及天線耦合進(jìn)入輔接收通路，還有一部分經(jīng)PCB耦合進(jìn)入主輔接收通路。如圖5所示，互調(diào)產(chǎn)物傳播路徑如虛線所示。
以二階互調(diào)為例，計(jì)算互調(diào)產(chǎn)物對接收靈敏度的影響如下：
（1）B3 PA產(chǎn)生的正向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3主接收通路的強(qiáng)度為：
PB3_out+（P3.5G_out-PCBiso+PB3_GAIN）-IP2-ISOB3_dup （1）
（2）B3 PA產(chǎn)生的反向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3主接收通路的強(qiáng)度為：
PB3_out+（P3.5G_out-IL-ISOTrip-ISODup）-IP2-ISOB3_dup （2）
（3）B3 PA產(chǎn)生的正向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3輔接收通路的強(qiáng)度為：
PB3_out+（P3.5G_out-PCBiso+PB3_GAIN）-IP2-ISOB3_dup-IL-ISOAnt （3）
（4）B3 PA產(chǎn)生的反向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3輔接收通路的強(qiáng)度為：
PB3_out+（P3.5G_out-IL-ISOTrip-ISODup）-IP2-ISOB3_dup-ISOAnt （4）
其中，PB3_out為Band3 PA的輸出功率值，P3.5G_out為3.5 GHz PA的輸出功率值，PCBiso為PCB板間隔離，IP2為二階互調(diào)截?cái)鄰?qiáng)度，ISOB3_dup為雙工器在B3的收發(fā)隔離度，IL為鏈路插入損耗，ISOAnt為天線間隔離度。
圖5 B3 PA互調(diào)干擾
同理可分析，3.5 GHz PA產(chǎn)生的二階互調(diào)干擾如圖6所示：
圖6 3.5 GHz PA互調(diào)干擾
4.2 定量分析表6列出了B3和3.5 GHz相關(guān)器件互調(diào)計(jì)算參考值。利用這些參數(shù)可計(jì)算互調(diào)干擾的強(qiáng)度以及落入接收頻段帶來的靈敏度回退情況。
表6 互調(diào)干擾器件參數(shù)
計(jì)算落入B3主輔接收通路的二階互調(diào)產(chǎn)物，引起的整機(jī)靈敏度相比單頻段靈敏度回退值為29 dB。落入B3 LNA主輔接收通路的四階互調(diào)產(chǎn)物帶來的整機(jī)靈敏度回退為7 dB。可見，二階互調(diào)造成的靈敏度回退占主導(dǎo)地位。PA的正向互調(diào)在各互調(diào)產(chǎn)物中占主導(dǎo)地位，即PA輸出信號經(jīng)PCB泄露到另一PA輸入端引起的互調(diào)。外加濾波器等射頻器件難以解決因PCB泄露造成的互調(diào)干擾，需考慮調(diào)度等方式來規(guī)避該干擾。
5 諧波混頻干擾在零中頻接收機(jī)中，高頻信號與本振混頻后經(jīng)低通濾波器被還原到基頻。同樣，下行接收信號的倍頻與本振的倍頻混頻，經(jīng)低通濾波器后也會被還原到基頻。該信號將對有用信號造成干擾，導(dǎo)致靈敏度回退。這種干擾稱為諧波混頻干擾。
以三次諧波為例，如圖7所示，F(xiàn)c為低頻段下行有用信號的中心頻點(diǎn)，3Fc為高頻段上行發(fā)射信號的中心頻點(diǎn)。兩個(gè)信號在接收機(jī)中分別經(jīng)本振的Fc頻率和其三次諧波3Fc頻率混頻，頻譜均被搬移到基帶，RFIC接收機(jī)內(nèi)部的低通濾波器無法區(qū)分這兩個(gè)信號從而造成干擾。
圖7 諧波混頻圖示
在實(shí)際收發(fā)信號中，當(dāng)3.5 GHz信號的發(fā)射頻段與LTE接收頻段的倍頻有交疊即存在發(fā)生諧波混頻干擾的可能。如圖8所示，場景2和場景3將會發(fā)生諧波混頻［3-4］。
圖8 諧波混頻頻譜關(guān)系
圖9是終端內(nèi)部諧波混頻干擾的示意圖，以B26+B41為例。B41的發(fā)射信號進(jìn)入B26的接收鏈路，與B26中心頻點(diǎn)Fc的諧波進(jìn)行混頻，經(jīng)低通濾波器進(jìn)入基帶。按照B41 PA輸出功率27 dBm，PCB隔離70 dB，RFIC對三次諧波的抑制為20 dB計(jì)算，混頻干擾帶來的靈敏度回退達(dá)44 dB。由此可見，諧波混頻帶來的靈敏度回退很大。為降低干擾，需增加PCB隔離或降低本振的諧波強(qiáng)度。
圖9 終端內(nèi)諧波混頻示意圖
6 結(jié)束語LTE低頻段與5G的3.5 GHz頻段同時(shí)工作的場景下，存在多種諧波干擾、互調(diào)干擾等，這些干擾均使靈敏度進(jìn)一步惡化。干擾的主要來源是PA輸出信號經(jīng)PCB耦合進(jìn)入接收鏈路的諧波干擾和互調(diào)干擾。通過在收發(fā)鏈路增加諧波抑制濾波器以及采用分立天線等射頻方法無法解決PCB耦合帶來的干擾。在實(shí)際應(yīng)用中，可進(jìn)一步從以下方面研究如何減少上述干擾帶來的影響。首先，研究通過資源調(diào)度盡量避免干擾頻率組合的使用；其次，需進(jìn)一步研究通過LTE與5G不同時(shí)收發(fā)，限定終端在LTE和5G的發(fā)射功率等降低干擾的方案；最后，在終端設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量增加PCB隔離度，如將可能產(chǎn)生互干擾的布線及器件等拉遠(yuǎn)放置以增加隔離，對關(guān)鍵器件增加屏蔽罩降低輻射干擾等。以上方案的實(shí)際應(yīng)用效果有待進(jìn)一步驗(yàn)證。
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