5G標準制定正在如火如荼地討論中，未來的終端勢必將同時支持LTE和5G NR等多種制式。當終端的LTE和5G NR收發(fā)鏈路同時工作時，在很多頻段組合下會發(fā)生相互干擾，造成靈敏度回退［1-2］，甚至導致這些頻段組合最終無法在現(xiàn)網(wǎng)中應用。因此需要對終端內(nèi)部的互干擾進行深入分析。
2 終端互干擾背景 2.1 互干擾來源與分類終端內(nèi)互干擾主要來源于射頻前端器件的非線性。非線性器件可劃分為無源和有源兩大類。其中非線性無源器件包括濾波器、雙工器等；非線性有源器件包括開關、PA（功率放大器）、調(diào)諧電路等。無源器件產(chǎn)生的諧波及互調(diào)干擾一般要弱于有源器件。在有源器件中PA是主要的非線性來源。
描述非線性器件輸入輸出信號的泰勒級數(shù)展開式是：
y=f（v）=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+… （1）
其中，v為輸入信號，y為輸出信號。
當輸入為單音信號coswt時，輸出信號就包含了2wt、3wt等高次諧波分量。如諧波落入另一接收頻段時就造成了諧波干擾，如圖1所示。該干擾多發(fā)生在低頻發(fā)射和高頻接收同時進行的場景。
當輸入信號包含多個頻率分量時，輸出就包含了這些頻率分量的各階互調(diào)產(chǎn)物。以輸入兩個頻率分量cosw1t和cosw2t為例，輸出會包含二階互調(diào)（w1±w2）、三階互調(diào)（2w1±w2、w1±2w2）等。如互調(diào)產(chǎn)物落入接收頻段就會造成互調(diào)干擾。該干擾多發(fā)生在高低頻同發(fā)場景，外界信號倒灌入UE發(fā)射鏈路場景等，如LTE語音和5G數(shù)據(jù)并發(fā)，LTE信令和5G數(shù)據(jù)并發(fā)等?；フ{(diào)失真中二階和三階失真幅度最大，階數(shù)越高失真幅度越小，一般來說三階以上互調(diào)失真幅度較小在多數(shù)場景下帶來的影響可不考慮。
此外，諧波混頻干擾也是需要注意的干擾場景，該干擾將在第5章節(jié)進行全面討論，此處不贅述。
圖1 互干擾分類
2.2 典型頻段的互干擾目前3.3 GHz—4.2 GHz頻段（以下簡稱3.5 GHz頻段）是5G的重點部署頻段，對其造成嚴重干擾的信號多為低頻信號產(chǎn)生的二次諧波/三次諧波、二階互調(diào)/三階互調(diào)等。
以B3與3.5 GHz的互干擾為例，如圖2所示。B3上行的二次諧波會對3.5 GHz下行造成二次諧波干擾。B3上行與3.5 GHz上行的二階互調(diào)產(chǎn)物會對B3的下行接收造成干擾。此外還有更高階的四階互調(diào)和五階互調(diào)干擾等。
圖2 B3與3.5 GHz互干擾
下面將對互干擾情況做進一步的分析。為簡化分析，假定終端同時支持LTE和5G，在天線架構上分為LTE與5G共天線和獨立天線兩種架構。下面將依次分析諧波干擾、互調(diào)干擾及諧波混頻干擾。
3 諧波干擾 3.1 共天線架構當LTE與5G采用共天線架構時，B3 PA輸出的二次諧波對3.5 GHz接收通路的影響主要分為以下三部分，具體干擾路徑如圖3所示。
一部分諧波經(jīng)過B3 Duplexer-》Harmonic Filter-》Switch-》Triplexer-》Switch-》3.5 GHz Filter-》Switch-》LNA，之后進入RFIC主接收通道，帶來干擾。
一部分諧波與上述類似，經(jīng)過天線空口輻射耦合進入輔接收通道。
另有一部分B3 PA輸出的諧波經(jīng)過PCB板直接耦合進入3.5 GHz主接收和輔接收通道，帶來干擾。
對于上述經(jīng)發(fā)射和接收通路進入3.5 GHz LNA輸入端的諧波干擾，一般采用諧波抑制濾波器（Harmonic Filter）來降低干擾。
圖3 共天線諧波干擾表1為前端器件的典型參數(shù)，可用于對諧波干擾進行分析計算。
表1 前端器件諧波參數(shù)
表2是諧波干擾強度的計算結果：
表2 共天線諧波干擾
二次諧波加載到LNA輸入口帶來了終端底噪的抬升，造成了靈敏度的相應回退。當工作帶寬為5 MHz時，主輔接收鏈路經(jīng)最大比合并后靈敏度回退達22.5 dB。當帶寬為20 MHz時，主輔接收鏈路經(jīng)最大比合并后靈敏度回退16.5 dB?？梢娫诠蔡炀€架構下，B3二次諧波對3.5 GHz的靈敏度帶來了很大的回退。
3.2 獨立天線架構當LTE與NR采用獨立天線設計時，B3發(fā)射信號的2次諧波將經(jīng)過如圖4所示的紅色路線進入3.5 GHz的接收通路造成諧波干擾。相比共天線架構，B3 PA輸出的諧波將經(jīng)天線耦合進入輔接收通路，造成諧波干擾。除諧波抑制濾波器可以帶來一定的諧波抑制外，天線間隔離也進一步降低了諧波干擾。
圖4 獨立天線諧波干擾采用與表1同樣的參數(shù)，計算獨立天線架構下的諧波干擾，結果如表3所示：
表3 獨立天線諧波干擾
當工作帶寬為5 MHz時，經(jīng)最大比合并，主輔天線靈敏度回退達21.8 dB。當帶寬為20 MHz時，經(jīng)最大比合并，主輔天線靈敏度回退15.8 dB?？梢娫讵毩⑻炀€架構下，B3二次諧波對3.5 GHz的靈敏度也帶來了很大的回退。
3.3 諧波干擾小結表4對共天線和獨立天線兩種架構下諧波干擾帶來的靈敏度回退情況進行了匯總。由對比可見，獨立天線架構對靈敏度的改善僅有0.7 dB，即采用獨立天線并沒有明顯地改善靈敏度。
表4 靈敏度回退對比 dB
表5匯總了共天線和獨立天線兩種架構下不同來源的諧波干擾強度。對比可見，獨立天線只改善了主接收鏈路的傳導干擾值，而對輔接收鏈路并沒有改善。相比之下，PCB泄露帶來的干擾對終端靈敏度的回退起到了主導作用。分立天線和諧波抑制濾波器均無法徹底解決B3對3.5 GHz的二次諧波干擾。
表5 諧波干擾對比 dBm
4 互調(diào)干擾
互調(diào)干擾是另一個引起終端靈敏度回退的主要因素。終端內(nèi)部多個前端器件均會產(chǎn)生互調(diào)干擾，包括Triplexer、Switch、Duplexer、PA等，其中B3 PA和3.5 GHz PA是產(chǎn)生互調(diào)干擾的主要來源。
4.1 定性分析以B3 PA為例，互調(diào)產(chǎn)物包括以下幾方面：
（1）RFIC輸出的B3信號與正向饋入的3.5 GHz信號會進行互調(diào)，產(chǎn)生二階、四階、五階等互調(diào)產(chǎn)物。
（2）RFIC輸出的B3信號與反向饋入的3.5 GHz信號產(chǎn)生的二階、四階、五階互調(diào)產(chǎn)物。
以上互調(diào)產(chǎn)物的一部分經(jīng)過B3 Duplexer進入B3的主接收通路，一部分經(jīng)前端器件及天線耦合進入輔接收通路，還有一部分經(jīng)PCB耦合進入主輔接收通路。如圖5所示，互調(diào)產(chǎn)物傳播路徑如虛線所示。
以二階互調(diào)為例，計算互調(diào)產(chǎn)物對接收靈敏度的影響如下：
（1）B3 PA產(chǎn)生的正向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3主接收通路的強度為：
PB3_out+（P3.5G_out-PCBiso+PB3_GAIN）-IP2-ISOB3_dup （1）
（2）B3 PA產(chǎn)生的反向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3主接收通路的強度為：
PB3_out+（P3.5G_out-IL-ISOTrip-ISODup）-IP2-ISOB3_dup （2）
（3）B3 PA產(chǎn)生的正向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3輔接收通路的強度為：
PB3_out+（P3.5G_out-PCBiso+PB3_GAIN）-IP2-ISOB3_dup-IL-ISOAnt （3）
（4）B3 PA產(chǎn)生的反向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3輔接收通路的強度為：
PB3_out+（P3.5G_out-IL-ISOTrip-ISODup）-IP2-ISOB3_dup-ISOAnt （4）
其中，PB3_out為Band3 PA的輸出功率值，P3.5G_out為3.5 GHz PA的輸出功率值，PCBiso為PCB板間隔離，IP2為二階互調(diào)截斷強度，ISOB3_dup為雙工器在B3的收發(fā)隔離度，IL為鏈路插入損耗，ISOAnt為天線間隔離度。
圖5 B3 PA互調(diào)干擾
同理可分析，3.5 GHz PA產(chǎn)生的二階互調(diào)干擾如圖6所示：
圖6 3.5 GHz PA互調(diào)干擾
4.2 定量分析表6列出了B3和3.5 GHz相關器件互調(diào)計算參考值。利用這些參數(shù)可計算互調(diào)干擾的強度以及落入接收頻段帶來的靈敏度回退情況。
表6 互調(diào)干擾器件參數(shù)
計算落入B3主輔接收通路的二階互調(diào)產(chǎn)物，引起的整機靈敏度相比單頻段靈敏度回退值為29 dB。落入B3 LNA主輔接收通路的四階互調(diào)產(chǎn)物帶來的整機靈敏度回退為7 dB?？梢?，二階互調(diào)造成的靈敏度回退占主導地位。PA的正向互調(diào)在各互調(diào)產(chǎn)物中占主導地位，即PA輸出信號經(jīng)PCB泄露到另一PA輸入端引起的互調(diào)。外加濾波器等射頻器件難以解決因PCB泄露造成的互調(diào)干擾，需考慮調(diào)度等方式來規(guī)避該干擾。
5 諧波混頻干擾在零中頻接收機中，高頻信號與本振混頻后經(jīng)低通濾波器被還原到基頻。同樣，下行接收信號的倍頻與本振的倍頻混頻，經(jīng)低通濾波器后也會被還原到基頻。該信號將對有用信號造成干擾，導致靈敏度回退。這種干擾稱為諧波混頻干擾。
以三次諧波為例，如圖7所示，F(xiàn)c為低頻段下行有用信號的中心頻點，3Fc為高頻段上行發(fā)射信號的中心頻點。兩個信號在接收機中分別經(jīng)本振的Fc頻率和其三次諧波3Fc頻率混頻，頻譜均被搬移到基帶，RFIC接收機內(nèi)部的低通濾波器無法區(qū)分這兩個信號從而造成干擾。
圖7 諧波混頻圖示
在實際收發(fā)信號中，當3.5 GHz信號的發(fā)射頻段與LTE接收頻段的倍頻有交疊即存在發(fā)生諧波混頻干擾的可能。如圖8所示，場景2和場景3將會發(fā)生諧波混頻［3-4］。
圖8 諧波混頻頻譜關系
圖9是終端內(nèi)部諧波混頻干擾的示意圖，以B26+B41為例。B41的發(fā)射信號進入B26的接收鏈路，與B26中心頻點Fc的諧波進行混頻，經(jīng)低通濾波器進入基帶。按照B41 PA輸出功率27 dBm，PCB隔離70 dB，RFIC對三次諧波的抑制為20 dB計算，混頻干擾帶來的靈敏度回退達44 dB。由此可見，諧波混頻帶來的靈敏度回退很大。為降低干擾，需增加PCB隔離或降低本振的諧波強度。
圖9 終端內(nèi)諧波混頻示意圖
6 結束語LTE低頻段與5G的3.5 GHz頻段同時工作的場景下，存在多種諧波干擾、互調(diào)干擾等，這些干擾均使靈敏度進一步惡化。干擾的主要來源是PA輸出信號經(jīng)PCB耦合進入接收鏈路的諧波干擾和互調(diào)干擾。通過在收發(fā)鏈路增加諧波抑制濾波器以及采用分立天線等射頻方法無法解決PCB耦合帶來的干擾。在實際應用中，可進一步從以下方面研究如何減少上述干擾帶來的影響。首先，研究通過資源調(diào)度盡量避免干擾頻率組合的使用；其次，需進一步研究通過LTE與5G不同時收發(fā)，限定終端在LTE和5G的發(fā)射功率等降低干擾的方案；最后，在終端設計時應盡量增加PCB隔離度，如將可能產(chǎn)生互干擾的布線及器件等拉遠放置以增加隔離，對關鍵器件增加屏蔽罩降低輻射干擾等。以上方案的實際應用效果有待進一步驗證。
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