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[導(dǎo)讀]本文首先介紹了鎖相環(huán)系統(tǒng)的工作原理,其次重點(diǎn)分析了傳統(tǒng)電荷泵電路存在的一些不理想因素,并在此基礎(chǔ)上,提出了一種改進(jìn)型的電荷泵電路,減小了鎖相環(huán)的相位誤差。此外,通過(guò)設(shè)計(jì)倍頻控制模塊,擴(kuò)大了鎖相環(huán)的鎖頻范圍。

本文設(shè)計(jì)了一種寬頻率范圍的CMOS鎖相環(huán)(PLL)電路,通過(guò)提高電荷泵電路的電流鏡鏡像精度和增加開(kāi)關(guān)噪聲抵消電路,有效地改善了傳統(tǒng)電路中由于電流失配、電荷共享、時(shí)鐘饋通等導(dǎo)致的相位偏差問(wèn)題。

設(shè)計(jì)了一種倍頻控制單元,通過(guò)編程鎖頻倍數(shù)和壓控振蕩器延遲單元的跨導(dǎo),有效擴(kuò)展了鎖相環(huán)的鎖頻范圍。該電路基于Dongbu HiTek 0.18μm CMOS工藝設(shè)計(jì),仿真結(jié)果表明,在1.8 V的工作電壓下,電荷泵電路輸出電壓在0.25~1.5 V變化時(shí),電荷泵的充放電電流一致性保持很好,在100 MHz~2.2 GHz的輸出頻率內(nèi),頻率捕獲時(shí)間小于2μs,穩(wěn)態(tài)相對(duì)相位誤差小于0.6%.

鎖相環(huán)(phase-locked loop,PLL)是一個(gè)閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng),能夠準(zhǔn)確地產(chǎn)生一系列與參考頻率同相位的頻率信號(hào),是現(xiàn)代通信及電子領(lǐng)域中必不可少的系統(tǒng)之一,通常被用于頻率合成、同步信號(hào)產(chǎn)生、時(shí)鐘恢復(fù)以及時(shí)鐘產(chǎn)生等。電荷泵鎖相環(huán)(charge pump phase-locked loop,CPPLL)因其自身所具有的開(kāi)環(huán)增益大、捕獲范圍寬、捕獲速度快、穩(wěn)定度高和相位誤差小等優(yōu)勢(shì),現(xiàn)已廣泛應(yīng)用在無(wú)線通信領(lǐng)域中。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及工作機(jī)理

電荷泵鎖相環(huán)通常由鑒頻鑒相器(PFD)、電荷泵電路(CP)、低通濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)以及分頻器(FD)構(gòu)成。本文設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示,環(huán)路具體工作原理為:通過(guò)檢測(cè)PFD輸入端的參考信號(hào)fref與環(huán)路反饋信號(hào)fdiv的相差和頻差,輸出相應(yīng)的電壓信號(hào)VUP和VDN,來(lái)控制CP的工作狀態(tài)。電荷泵電路將UP和DN信號(hào)轉(zhuǎn)換為壓控振蕩器的控制電壓VC輸出。VC通過(guò)LPF濾除高頻分量,輸出直流電平,最終作為壓控振蕩器的控制信號(hào)。隨著鑒頻鑒相器的兩路輸入信號(hào)間的頻差與相差不斷減小,VC為某一恒定的電壓值時(shí),環(huán)路達(dá)到鎖定狀態(tài)。

 

 

圖1 電荷泵鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)

設(shè)計(jì)時(shí)增加了倍頻控制(multiple frequencycontrol,MFC)模塊,與分頻器和壓控振蕩器配合使用,通過(guò)控制位的邏輯輸入,一方面可以編程鎖頻倍數(shù),控制整個(gè)環(huán)路的倍頻數(shù);另一方面可以控制VCO差分延遲單元的跨導(dǎo),從而改變VCO的電壓增益調(diào)節(jié)其輸出范圍。

圖2 給出了圖 1電路的線性等效模型。圖中:Ip為電荷泵電流;F(s)為濾波器傳輸函數(shù);KVCO為壓控振蕩器的增益;N為分頻比;φin為輸入?yún)⒖枷辔?φout為輸出相位;φdiv為分頻后的反饋相位。

 

 

圖2 電荷泵鎖相環(huán)線性等效模型

可推出整個(gè)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)H(s)為

 

 

式中s為拉普拉斯變換式中的復(fù)變量,濾波器傳輸函數(shù)F(s)可以進(jìn)一步表示為

 

 

式中:R,C1和C2分別是圖1中相應(yīng)的電阻和電容值。由式(2)可以看出濾波器傳輸函數(shù)F(s)為二階線性系統(tǒng),對(duì)于二階線性系統(tǒng)來(lái)說(shuō),其傳輸函數(shù)的分母可以表示為ζ2+2ζωn+ωn2,其中ωn是固有頻率,ζ是阻尼系數(shù)。設(shè)計(jì)時(shí)為了減少環(huán)路的抖動(dòng),同時(shí)保證環(huán)路工作的穩(wěn)定性,一般將環(huán)路固有頻率ωn設(shè)計(jì)為參考頻率的1/10~1/20,阻尼系數(shù)ζ設(shè)計(jì)為0.3~0.7.

2 電荷泵電路設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的電荷泵電路如圖3所示,電流源Iref通過(guò)電流鏡像為M2和M7提供與Iref成比例的鏡像電流IUP和IDN.PFD的輸出邏輯信號(hào)VUP和VDN控制開(kāi)關(guān)管M3和M4的導(dǎo)通與關(guān)斷,M3和M4交替導(dǎo)通給濾波電容CC充放電得到電荷泵輸出電壓VC.然而,由于MOS器件以及電路結(jié)構(gòu)所具有的一些非理想因素,該電路存在充放電電流失配、電荷共享和時(shí)鐘饋通等問(wèn)題。

 

 

圖3 用于鎖相環(huán)的傳統(tǒng)電荷泵電路

傳統(tǒng)電荷泵電路的充放電電流是由普通電流鏡提供的,其中M1和M2構(gòu)成充電電流鏡,M5和M7構(gòu)成放電電流鏡,理想的情況是充放電流能保持一致。然而工作在飽和區(qū)的電流鏡MOS器件受到溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的影響,鏡像電流會(huì)隨源漏壓差的變化而變化。具體來(lái)說(shuō),一方面,M6和M7的鏡像電流會(huì)因它們的漏極電壓不同而不同,進(jìn)而造成電荷泵充放電電流不同;另一方面,VC電壓在一定范圍內(nèi)變化時(shí),M2和M7輸出的充放電電流也不能保持一致。

由于電流失配所造成的相位誤差可表示為

 

 

式中:ICP是設(shè)定的電荷泵電流大小;ΔICP為電荷泵的失配電流;Δton是PFD電路產(chǎn)生的導(dǎo)通時(shí)間;Tref為基準(zhǔn)周期。從上式可以看出,電流失配值對(duì)相位誤差的影響是成正比關(guān)系的,因此,消除電荷泵電路中的電流失配就顯得尤為重要。

在電荷泵充放電周期中還存在電荷共享和時(shí)鐘饋通現(xiàn)象的影響。在充電時(shí)M3導(dǎo)通,M2的漏端電壓降低到VC值,同時(shí)M4關(guān)斷,M7的漏端電壓降低到零;在放電時(shí)M3關(guān)斷,M2的漏端電壓升高到VDD值,同時(shí)M4導(dǎo)通,M7的漏端電壓升高到VC值。由于M2和M7的漏極存在寄生電容,其在充放電周期中就會(huì)吸收和釋放電荷,因此會(huì)影響電荷泵的輸出,這一現(xiàn)象稱為電荷共享。另外,在充放電周期中,M3和M4柵極寄生電容在時(shí)鐘信號(hào)的驅(qū)動(dòng)下也會(huì)產(chǎn)生電荷的釋放和吸收現(xiàn)象,從而影響電荷泵輸出,這一現(xiàn)象又稱為時(shí)鐘饋通。

針對(duì)傳統(tǒng)電荷泵電路中存在的電流失配、電荷共享和時(shí)鐘饋通的問(wèn)題,本文提出了一種改進(jìn)型的電荷泵電路,如圖4所示。

 

 

圖4 用于鎖相環(huán)的改進(jìn)型電荷泵電路

如圖4所示,首先為了抑制開(kāi)關(guān)管時(shí)鐘饋通現(xiàn)象,將開(kāi)關(guān)管M8和M2與電流鏡管M6和M4的位置進(jìn)行交換,這樣可以有效降低開(kāi)關(guān)管漏極電壓的變化幅度。同時(shí),增加了開(kāi)關(guān)管M1,M7和M9來(lái)分別匹配M2,M8和M10,以消除電流鏡像的誤差。

此外,增加的開(kāi)關(guān)管M11和M12分別與M8和M2反相導(dǎo)通,這樣就可以抵消時(shí)鐘饋通和電荷共享現(xiàn)象產(chǎn)生的電荷。

針對(duì)電流鏡失配的問(wèn)題,采用了負(fù)反饋的方式來(lái)抑制充放電電流鏡的失配。具體做法是,M5,M6和M10構(gòu)成電流鏡將基準(zhǔn)電流Iref鏡像后由M6輸出電荷泵的充電電流。M5的漏極電流流過(guò)M3,然后M3與M4構(gòu)成的電流鏡由M4輸出電荷泵的放電電流。放大器OP的引入,在VX節(jié)點(diǎn)形成負(fù)反饋,就可以嚴(yán)格保證VX=VC,這樣幾乎完全消除了電流鏡漏極電壓的不同帶來(lái)的充放電電流失配問(wèn)題。

另外,開(kāi)關(guān)管M11和M12的漏極連接到了VX節(jié)點(diǎn),因?yàn)閂X=VC,所以M11和M12的漏極電壓也等于VC,這樣做既匹配了時(shí)鐘饋通和電荷共享現(xiàn)象產(chǎn)生的電荷,又避免了M11和M12的漏極直接連接到VC對(duì)電荷泵輸出的影響。

放大器OP采用了軌對(duì)軌結(jié)構(gòu),以保證輸入和輸出電壓的擺幅范圍,以增大電荷泵輸出電壓的線性范圍。電容C1的引入,既具有穩(wěn)定負(fù)反饋環(huán)路的作用,又起到濾波VX電壓毛刺干擾的作用。

3 其他模塊電路設(shè)計(jì)

3.1壓控振蕩器

由于折疊式差分環(huán)形壓控振蕩器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制線性度好和噪聲小,所以本次設(shè)計(jì)的壓控振蕩器采用四級(jí)差分延時(shí)結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn),電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。

 

 

圖5 壓控振蕩器電路

壓控振蕩器差分延時(shí)單元如圖6所示。延遲單元的線性度和延遲時(shí)間范圍決定了壓控振蕩器的線性度和頻率范圍。為了最大化利用電荷泵輸出電壓的范圍,以提高鎖相環(huán)的噪聲抑制能力,在壓控振蕩器延遲單元設(shè)計(jì)上采用了分段線性的方式,將延遲時(shí)間分成三段控制??刂齐妷篤C分別控制MOS管M7,M8和M9的柵極電壓,以形成3路不同電流來(lái)控制延遲單元的線性范圍。其中M10,M11和M12作為開(kāi)關(guān)管由圖1中的MFC單元產(chǎn)生邏輯信號(hào)進(jìn)行控制,根據(jù)頻率范圍的不同選擇其中一路的電流路徑。為了改善受控電流隨控制電壓VC的線性度,為M7,M8和M9增加了源極負(fù)反饋電阻,經(jīng)驗(yàn)證優(yōu)化的阻值分別為0.4,5和50kΩ。另外,為了提高壓控振蕩器的工作頻率,增加了M7的管子個(gè)數(shù),設(shè)計(jì)中選取M7的管子個(gè)數(shù)是M8和M9的4倍。此外,延遲單元的最后一級(jí)增加了一緩沖級(jí),將雙端輸出轉(zhuǎn)換為單端輸出。

3.2鑒頻鑒相器

鑒頻鑒相器電路如圖7所示,它由兩個(gè)帶復(fù)位功能的D觸發(fā)器構(gòu)成,設(shè)計(jì)時(shí)在信號(hào)路徑上增加了傳輸門單元,用來(lái)匹配UP和DN控制信號(hào)之間的延遲。電路采用高電平實(shí)現(xiàn)復(fù)位,鑒相范圍為-2π~2π。通過(guò)改變反相器的尺寸,可以調(diào)節(jié)復(fù)位脈沖延時(shí)寬度,消除鑒相死區(qū),提高鑒相精度。[!--empirenews.page--]

 

 

圖6 壓控振蕩器差分延遲單元

 

 

圖7 鑒頻鑒相電路

4 結(jié)果分析

本文提出的電荷泵鎖相環(huán)電路基于 Dongbu HiTek 0.18 μm CMOS工藝設(shè)計(jì),采用Hspice模型進(jìn)行了詳細(xì)的仿真驗(yàn)證。

圖8是典型模型下電荷泵充放電電流匹配性仿真結(jié)果,仿真結(jié)果表明,輸出電壓在0.25~1.5 V變化時(shí),電荷泵的充放電電流一致性保持很好。表1給出了在不同工藝角、不同輸出電壓下,電荷泵充放電電流的相對(duì)失配量(或相對(duì)誤差δi,用百分比表示),由表1的數(shù)據(jù)可以看出,本文改進(jìn)的電荷泵電路有效抑制了充放電電流的失配。

 

 

圖8 電荷泵電流匹配性仿真結(jié)果

 

 

表1 不同工藝角下電荷泵充放電電流的相對(duì)失配量(δi)

圖9給出了壓控振蕩器的控制電壓與輸出頻率關(guān)系的仿真結(jié)果,從圖中可以看出,按照輸出頻率的不同,延遲單元產(chǎn)生的三段不同的線性度,分別對(duì)應(yīng)圖6中的接0.4,5和50 kΩ電阻的電流路徑。該線性范圍大致可以分為:25~120 MHz為第一段;120~650 MHz為第二段;650 MHz~2.2 GHz為第三段。第一和第二階段的線性范圍較寬,而第三階段進(jìn)入高頻后線性范圍有所下降,但總體來(lái)看所采用的分段線性控制實(shí)現(xiàn)了較好的效果。

 

 

圖9 壓控振蕩器的控制電壓與輸出頻率關(guān)系曲線

圖10給出了鎖相環(huán)建立過(guò)程的仿真波形,圖中給出的是VCO控制電壓的波形,在輸入?yún)⒖碱l率為31.5 MHz、頻率反饋設(shè)置為32分頻時(shí),系統(tǒng)鎖定時(shí)間約為1.5μs.MFC模塊的采用和壓控振蕩器分段線性的處理有效擴(kuò)展了鎖頻范圍,輸出頻率在25 MHz~2.2 GHz內(nèi)可調(diào)。在實(shí)際應(yīng)用中,可以通過(guò)選擇常用晶振頻率和整數(shù)分頻倍數(shù)獲得更多的輸出頻率。圖11和圖12分別給出了輸出頻率在100 MHz~2.2 GHz變化時(shí),鎖相環(huán)的捕獲時(shí)間tcap和穩(wěn)態(tài)相對(duì)相位誤差δp的變化曲線。結(jié)果表明,在100MHz~2.2GHz的輸出頻率范圍內(nèi),鎖相環(huán)的捕獲時(shí)間小于2μs,相位相位誤差小于0.6%.

 

 

圖10 鎖相環(huán)建立過(guò)程的瞬態(tài)仿真波形

 

 

圖11 捕獲時(shí)間(tcap)與輸出頻率的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線

 

 

圖12 穩(wěn)態(tài)相對(duì)相位誤差(δp)與輸出頻率的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線

5結(jié)論

在整個(gè)電荷泵鎖相環(huán)系統(tǒng)中,電荷泵電路起著非常關(guān)鍵的作用。傳統(tǒng)的電荷泵電路,其內(nèi)部存在的一些非理想因素直接影響著整個(gè)環(huán)路的工作性能,如存在電荷泄漏、電流失配、電荷共享、時(shí)鐘饋通等問(wèn)題,會(huì)導(dǎo)致壓控振蕩器輸出頻率產(chǎn)生抖動(dòng)和相位發(fā)生偏差。

本文設(shè)計(jì)的高性能CMOS電荷泵鎖相環(huán)電路,通過(guò)對(duì)傳統(tǒng)電荷泵電路的改進(jìn),提高了充放電電流的匹配性,有效抑制了鎖相環(huán)輸出的相位偏差,提高了環(huán)路的穩(wěn)定性。同時(shí)在環(huán)路中增加了倍頻控制模塊MFC和壓控振蕩器分段處理,有效擴(kuò)展了鎖頻范圍。該電路基于Dongbu HiTek 0.18μm CMOS工藝設(shè)計(jì),并進(jìn)行了全面的仿真驗(yàn)證,結(jié)果表明:輸出頻率在100 MHz~2.2 GHz內(nèi)變化時(shí),頻率鎖定時(shí)間和相位誤差都得到了有效控制,驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的有效性。

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