28GHz 5G通信頻段射頻前端模塊MMIC的設(shè)計(jì)

時(shí)間：2018-06-07 20:09:44

關(guān)鍵字：功率電源技術(shù)解析通信

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[導(dǎo)讀]1.設(shè)計(jì)目標(biāo)FEM發(fā)射通道的設(shè)計(jì)著重于功率回退下實(shí)現(xiàn)高效率，以提供線性放大，這是5G通信系統(tǒng)提出的要求。功率回退下的目標(biāo)功率附加效率(PAE)定為6%，三階交調(diào)(IMD3)低于-35d

1.設(shè)計(jì)目標(biāo)

FEM發(fā)射通道的設(shè)計(jì)著重于功率回退下實(shí)現(xiàn)高效率，以提供線性放大，這是5G通信系統(tǒng)提出的要求。功率回退下的目標(biāo)功率附加效率(PAE)定為6%，三階交調(diào)(IMD3)低于-35dBc(功率回退值：從1dB壓縮點(diǎn)開始大約退回7dB)。對應(yīng)1dB壓縮點(diǎn)(P1dB)的RF輸出功率定為20dBm。而接收通道需要在非常低的電流消耗下(最大15mA，+4V電源)，實(shí)現(xiàn)低于4dB的噪聲系數(shù)(包括開關(guān)損耗)。

射頻前端MMIC的功能框圖如圖1所示。發(fā)送信號路徑從圖的上半部分中的左側(cè)延伸到右側(cè);輸入端口位于標(biāo)有“PA_RFin”的引腳上。輸入信號由三級功放(PA)放大，然后通過RF功率檢測器和單刀雙擲(SPDT)開關(guān)連接至天線。片上定向功率檢測器可監(jiān)測發(fā)射出的射頻輸出功率，并且片上集成了溫度補(bǔ)償功能。帶補(bǔ)償?shù)墓β蕶z測器輸出由電壓“Vref”和電壓“Vdet”之間的差值決定。芯片內(nèi)集成了由(低電平有效)邏輯信號“PA_ON”控制的快速開關(guān)賦能電路(圖1中的PA賦能電路)?？稍诎l(fā)射和接收模式之間切換時(shí)，快速給PA上電和斷電，從而在PA不用時(shí)達(dá)到僅使用0.1mA的電流，最大限度地提高整個(gè)系統(tǒng)的效率。

進(jìn)一步評估了史密斯圓圖上的其他阻抗點(diǎn)下，功放的P1dB和功率回退兩種條件下的性能。圖2a中的負(fù)載條件明顯具有最好的綜合性能，因此被選定用于輸出級設(shè)計(jì)。最終選擇了52mA/mm的偏置電流，并選擇了8x50μm器件作為輸出級的基本單元，以滿足功率指標(biāo)要求。并根據(jù)總的傳輸增益指標(biāo)確定了需要三級放大。

通過依次為驅(qū)動(dòng)放大級和預(yù)驅(qū)動(dòng)放大級選擇最佳晶體管尺寸來設(shè)計(jì)完整的三級功率放大器。這同樣需要仔細(xì)考慮設(shè)計(jì)折中，因?yàn)檩^大的晶體管尺寸可改善整體線性度但會(huì)降低PAE。當(dāng)所有晶體管的尺寸和偏置確定后，就可以繼續(xù)進(jìn)行匹配和偏置電路的詳細(xì)設(shè)計(jì)。版圖設(shè)計(jì)從整個(gè)設(shè)計(jì)過程的早期階段就需要開始考慮，以避免不引入過大的寄生效應(yīng)以及確保設(shè)計(jì)的可實(shí)現(xiàn)性。功放的第一和第二級使用共同的柵極偏置引線(加在引腳PA_Vg12上)，而第三級設(shè)置單獨(dú)的偏置引線(PA_Vg3)。這樣就可以單獨(dú)優(yōu)化兩個(gè)電壓，以對PA的線性度或PAE進(jìn)行提升。漏極供電可以類似地通過兩個(gè)獨(dú)立的引腳施加+4V電壓在“PA_Vd12”和“PA_Vd3”上，盡管這兩個(gè)引腳在PCB板上是相連的。

SPDT開關(guān)采用串并結(jié)構(gòu)，該設(shè)計(jì)中的串聯(lián)和并聯(lián)分支中集成了多個(gè)晶體管以提高線性度1。晶體管截止時(shí)的電容限制了關(guān)斷狀態(tài)下器件在高頻率處的固有隔離度，在28GHz時(shí)開關(guān)晶體管的隔離度僅為幾dB2。減小晶體管尺寸可以改善固有隔離度，但會(huì)增加導(dǎo)通狀態(tài)下的插入損耗并降低其線性度，因此不是一種可行的選擇。這里采取的方法是采用片上電感補(bǔ)償來改善關(guān)斷狀態(tài)隔離度。經(jīng)過細(xì)致設(shè)計(jì)確保導(dǎo)通狀態(tài)下具有較低插入損耗，以實(shí)現(xiàn)發(fā)射通道的高輸出功率和接收通道的低噪聲系數(shù)。開關(guān)由一個(gè)比特位控制電壓“Vctrl1”控制，該位設(shè)置為4V時(shí)表示發(fā)射模式、0V時(shí)表示接收模式。“單刀雙擲控制電路”(SPDT控制電路)可實(shí)現(xiàn)單比特控制，該電路本質(zhì)上是一對二線譯碼器?？刂齐娐泛蚐PDT本身消耗的總電流僅1mA，由“VD_SW”處施加的+4V電源提供。

接收通道的輸入位于通過SPDT連接到兩級LNA輸入的“天線”引腳處。接收通道的輸出位于標(biāo)記為“LNA_RFout”的引腳上。與PA一樣，LNA也具有快速開關(guān)賦能電路，使得LNA在不工作時(shí)僅消耗低至0.1mA的電流。低噪聲放大器設(shè)計(jì)過程的關(guān)鍵是找到一種消耗電流低、又具有良好噪聲系數(shù)和足夠線性度的設(shè)計(jì)。

重要的第一步是選擇合適的晶體管尺寸?？墒褂枚鄠€(gè)短叉指來減小晶體管的柵極電阻并改善噪聲系數(shù)。低噪放的兩級都采用了串聯(lián)感性反饋，以使最佳噪聲系數(shù)所需的阻抗更接近于共軛匹配和最佳增益所需的阻抗。

低噪聲放大器的第一級以噪聲系數(shù)為設(shè)計(jì)優(yōu)化目標(biāo)，但仍需產(chǎn)生足夠的增益才能充分降低第二級噪聲系數(shù)的影響。低噪放第二級的噪聲系數(shù)并不重要，因此這級設(shè)計(jì)成比第一級有更高的增益。設(shè)計(jì)得到的LNA僅需要+4V電源的10mA直流電流。柵極偏置電壓施加在引腳“LNA_Vg”上，而+4V漏極偏置電壓加在“LNA_Vd”上。“LNA_Vsense”引腳則提供對偏置電流的監(jiān)測。監(jiān)測到的偏置電流信息可以用于控制柵極電壓以補(bǔ)償例如溫度等環(huán)境條件的變化。在正確偏置下，此監(jiān)測引腳的電壓為3.9V。使用增強(qiáng)型晶體管的工藝意味著只需要正電源電壓，從而使MMIC非常便于系統(tǒng)集成。

仔細(xì)的電磁仿真對確保各個(gè)模塊良好的射頻性能是非常重要的。采用了逐步添加的方法，每次將電路的一部分加入到EM仿真中，而其余部分仍使用工藝設(shè)計(jì)套件(PDK)中的模型進(jìn)行仿真。由于集成電路用于二次注塑工藝所得塑料封裝中，所以在集成電路上方注塑的化合物也需要在電磁仿真中考慮。

3.評估和測試

圖3是射頻前端芯片的照片。該射頻前端MMIC芯片尺寸為3.38mm × 1.99mm。其焊盤/引腳位置與框圖中所示的位置相似，并且它還多集成了多個(gè)接地盤，以使其完全可以進(jìn)行在片射頻測試(RFOW)。它被設(shè)計(jì)為采用低成本注塑成型5mm × 5mmQFN封裝。并且考慮到鑄模塑料的影響，需要精心設(shè)計(jì)從芯片到PCB的射頻過渡界面。設(shè)計(jì)了定制的引線框架用于實(shí)現(xiàn)該過渡，并且封裝體上的射頻端口都被設(shè)計(jì)為接地-信號-接地(GSG)界面。

圖3：28GHz 5G通信射頻前端模塊MMIC的芯片照片

完成加工制造之后，對多塊芯片進(jìn)行了在片射頻測試，以便在封裝之前確認(rèn)芯片達(dá)成了一次流片即成功的設(shè)計(jì)目標(biāo)。這里沒有給出在片射頻測試結(jié)果，給出的所有結(jié)果都是芯片完整封裝后安裝在典型PCB評估板上后測量得到的。

PCB評估板采用低成本層壓板材料設(shè)計(jì)，適合大批量生產(chǎn)。將封裝好的射頻前端模塊樣品組裝到PCB評估板上;所有測量的性能都校準(zhǔn)到PCB評估板上的封裝引腳處，從而包含了芯片到PCB過渡結(jié)構(gòu)的影響。設(shè)計(jì)了TRL校準(zhǔn)單元來將測量的性能校準(zhǔn)到封裝的參考面。圖4顯示了TRL校準(zhǔn)PCB板，以及一塊PCB評估板的照片。

圖4：封裝好的射頻前端模塊驗(yàn)證板和TRL校準(zhǔn)板照片

射頻前端模塊MMIC安裝在PCB上，并以封裝的射頻引腳為參考面獲取驗(yàn)證結(jié)果。在驗(yàn)證過程中使用市售的多通道DAC和ADC芯片來控制和監(jiān)測射頻前端模塊。該射頻前端模塊不需要任何負(fù)電壓，因?yàn)樗捎玫氖窃鰪?qiáng)型工藝。圖5給出了一個(gè)典型射頻前端模塊的發(fā)射通道的測量與仿真S參數(shù)的比較。測量數(shù)據(jù)和仿真結(jié)果相當(dāng)吻合。在此模式下，LNA被關(guān)閉，SPDT控制位“Vctrl1”切換為高電平，而PA則偏置在+4V電壓下約70mA總靜態(tài)電流。從27到29GHz，小信號增益(S21)為17.1dB±0.4dB。輸入反射衰減(S11)在整個(gè)頻段優(yōu)于18dB。由于輸出匹配是按功率回退條件下最佳PAE設(shè)計(jì)，而不是最好的S22，盡管如此測量到的S22(未給出圖示)在整個(gè)頻帶上為8dB或更好。

圖5：射頻前端模塊的發(fā)射通道的小信號性能測試與仿真對比

以輸出為參考的發(fā)射通道的三階截取點(diǎn)(OIP3)以100MHz的頻率間隔進(jìn)行評估，以反映5G系統(tǒng)中的寬信道帶寬。圖6是典型射頻前端模塊的實(shí)測OIP3與有用頻率的功率之間的關(guān)系圖，其功率范圍從1至11dBm?？梢钥闯鲈?G頻段上的OIP3約為+28dBm，有用頻率功率在10dB范圍內(nèi)變動(dòng)時(shí)，OIP3變化很小。測量到的和仿真的OIP3與頻率的關(guān)系如圖7所示，具有良好的一致性。

圖6：射頻前端模塊發(fā)射通道的OIP3與頻率和輸出功率的關(guān)系(100MHz的頻率間隔)

圖7：測得的和仿真的OIP3隨頻率變化的比較

盡管5G通信系統(tǒng)需要線性放大來保持調(diào)制保真度，但為了提供一個(gè)便于比較的性能指標(biāo)，還是有必要測量輸出P1dB和PAE。測量所得性能如圖8所示，可見P1dB在20.2dBm左右，并在飽和時(shí)上升到21dBm。FEM的發(fā)射通道PAE約為20%，僅在該頻帶的高段略有下降。

圖8：發(fā)射通道測得的P1dB和PAE隨頻率的變化關(guān)系

如上所述，該FEM的設(shè)計(jì)是為了實(shí)現(xiàn)從P1dB回退7dB左右時(shí)的最佳性能指標(biāo)(OIP3和PAE)。具體指標(biāo)是在100MHz間隔的雙頻測試中，IMD3(三階交調(diào)項(xiàng))相對于所需有用信號，要低-35dBc。這個(gè)工作點(diǎn)很接近于該射頻前端將用于的5G系統(tǒng)的設(shè)定要求。

圖9顯示了在-35dBc的IMD3點(diǎn)工作時(shí)，測量和仿真的PAE和總射頻輸出功率的關(guān)系圖。測得的PAE達(dá)到較好的6.5%，主要是由于PA被設(shè)計(jì)工作在深A(yù)B類?？偵漕l輸出功率大約為13.5dBm，這對應(yīng)于+28dBm的OIP3功率。

圖9：7dB功率回退下發(fā)射通道測試和仿真所得的功率和PAE比較。

根據(jù)片上射頻通道功率檢測器的特性，可通過一個(gè)直流電壓監(jiān)測射頻輸出功率的大小。圖10給出了溫度補(bǔ)償檢測器輸出電壓“Vref-Vdet”(mV為單位，對數(shù)坐標(biāo))與輸出功率(單位dBm)的關(guān)系，包含了超過15dB的變化范圍。在對數(shù)坐標(biāo)下這個(gè)特性關(guān)系是線性的，使得功率監(jiān)測更容易。

圖10：28GHz時(shí)射頻前端模塊發(fā)射通道的片上功率檢測器輸出特性曲線

當(dāng)使用FEM的接收通道時(shí)，PA被關(guān)閉，“Vctrl1”設(shè)置為0V，LNA被偏置在+4V電源下10mA左右，此時(shí)在“LNA_Vsense”引腳上觀察到3.9V電壓。圖11給出了測量和仿真增益和噪聲系數(shù)(NF)的比較。測得的小信號增益約為13.5dB，整個(gè)頻段的增益平坦度達(dá)到±0.3dB。接收通道具有極佳的噪聲系數(shù)，從27到29GHz的典型值為3.3dB，且仿真和測量到的性能之間具有良好的一致性。

圖11：接收通道測試和仿真所得增益與噪聲系數(shù)

接收通道也具有相當(dāng)不錯(cuò)的線性度，且只消耗不大的功率(只有40mW：4V時(shí)10mA)。諸如P1dB和OIP3等關(guān)鍵指標(biāo)在整個(gè)頻段分別為6.2和21dBm左右。圖12是測試所得P1dB和OIP3隨頻率變化的關(guān)系。

圖12：接收通道測試所得P1dB和OIP3

4.結(jié)論

本文介紹的射頻前端MMIC將在未來的28GHz頻段5G系統(tǒng)中發(fā)揮關(guān)鍵作用。該模塊已經(jīng)驗(yàn)證可以滿足集成到毫米波相控陣或波束切換終端的所有要求，并提供卓越的發(fā)射通道線性度和效率，同時(shí)還有出色的接收噪聲系數(shù)。發(fā)射和接收通道的關(guān)鍵性能指標(biāo)都達(dá)到了設(shè)計(jì)要求，使得該模塊非常適合毫米波5G應(yīng)用。該芯片還包括了多種實(shí)用的功能，如發(fā)射功率檢測器、發(fā)射和接收賦能電路，SPDT譯碼器電路和接收偏置監(jiān)測電路。采用最先進(jìn)的0.15μm增強(qiáng)型砷化鎵PHEMT工藝實(shí)現(xiàn)。該模塊非常易于使用常見的多通道ADC和DAC芯片進(jìn)行控制和監(jiān)測。此外，該模塊可方便地封裝在一個(gè)緊湊且低成本的5mm × 5mm QFN表貼塑料封裝中

PA通常會(huì)工作在從壓縮點(diǎn)回退幾dB的條件下，以保持其發(fā)射的調(diào)制信號不嚴(yán)重失真。設(shè)計(jì)方法是優(yōu)化功率放大器工作在P1dB點(diǎn)回退7dB左右的性能。為了在該工作條件下達(dá)到較優(yōu)的PAE，PA將偏置在深A(yù)B類。

2.設(shè)計(jì)折中策略

該設(shè)計(jì)起始于對候選單元晶體管進(jìn)行器件級仿真。這項(xiàng)仿真工作可以獲得如器件尺寸、偏置點(diǎn)、目標(biāo)阻抗、PA級數(shù)和驅(qū)動(dòng)器比率等關(guān)鍵信息，為后續(xù)精細(xì)的功率放大器設(shè)計(jì)奠定了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。

這項(xiàng)工作的一個(gè)重要部分在于確定如何最大限度地提高功率回退下的PAE。一般來說，可通過降低器件靜態(tài)偏置電流密度來實(shí)現(xiàn)。但是該方法中電流密度可往下調(diào)的范圍受限于增益和線性度約束，因?yàn)檫@兩者都隨著電流密度的降低而惡化。功率回退條件下的PAE和增益與線性度之間有明確的折中關(guān)系。

設(shè)計(jì)中主要關(guān)心的線性度指標(biāo)是在功率回退條件下，IMD3必須小于-35dBc。如圖2所示，在偏置電流降低的情況下，IMD3性能對基頻負(fù)載條件特別敏感。圖2a顯示了偏置為深A(yù)B類的8×50μm器件在4V、75mA/mm時(shí)的負(fù)載牽引仿真結(jié)果，并標(biāo)出了P1dB下的PAE最佳點(diǎn)對應(yīng)的負(fù)載。該圖還給出了仿真所得該最佳負(fù)載和功率回退條件下IMD3的性能，表明離-35dBc的指標(biāo)還有大約4dB的裕度。仿真的PAE在該功率回退條件下約為15%，且該效率只計(jì)入器件的作用，不包括任何輸出損耗。圖2b顯示了相同器件和偏置工作條件下，P1dB功率最佳點(diǎn)對應(yīng)的負(fù)載以及IMD3等信息。發(fā)現(xiàn)在相同的相對功率回退情況下，其IMD3的性能明顯更差，超出指標(biāo)5dB以上，而此時(shí)PAE和前一種條件相似，約為15.7%。

圖2：P1dB條件下最佳PAE對應(yīng)的阻抗點(diǎn)以及對應(yīng)的功率回退條件下的IMD3(a);P1dB條件下最佳功率對應(yīng)的阻抗點(diǎn)以及對應(yīng)的功率回退條件下的IMD3(b)。

SPDT開關(guān)采用串并結(jié)構(gòu)，該設(shè)計(jì)中的串聯(lián)和并聯(lián)分支中集成了多個(gè)晶體管以提高線性度1。晶體管截止時(shí)的電容限制了關(guān)斷狀態(tài)下器件在高頻率處的固有隔離度，在28GHz時(shí)開關(guān)晶體管的隔離度僅為幾dB2。減小晶體管尺寸可以改善固有隔離度，但會(huì)增加導(dǎo)通狀態(tài)下的插入損耗并降低其線性度，因此不是一種可行的選擇。這里采取的方法是采用片上電感補(bǔ)償來改善關(guān)斷狀態(tài)隔離度。經(jīng)過細(xì)致設(shè)計(jì)確保導(dǎo)通狀態(tài)下具有較低插入損耗，以實(shí)現(xiàn)發(fā)射通道的高輸出功率和接收通道的低噪聲系數(shù)。開關(guān)由一個(gè)比特位控制電壓“Vctrl1”控制，該位設(shè)置為4V時(shí)表示發(fā)射模式、0V時(shí)表示接收模式。“單刀雙擲控制電路”(SPDT控制電路)可實(shí)現(xiàn)單比特控制，該電路本質(zhì)上是一對二線譯碼器。控制電路和SPDT本身消耗的總電流僅1mA，由“VD_SW”處施加的+4V電源提供。