基于TMS320F2812的變頻調(diào)壓功率信號源設計
摘要：研究了一種基于TMS320F2812數(shù)字控制的變頻調(diào)壓交流電源設計，應用TMS320F2812控制DC／DC和DC/AC兩級，通過兩級聯(lián)合調(diào)節(jié)實現(xiàn)高精度的寬范圍變頻調(diào)壓交流電源。給出了設計方案、參數(shù)和實驗結果。
關鍵詞：DSP控制：變頻調(diào)壓：交流電源
0 引言
本文介紹應用于儀器和設備測試的高精度寬頻率功率信號源的設計。傳統(tǒng)的功率信號源一般采用線性電源或模擬控制的功率開關變換電源。隨著高性能DSP控制器的出現(xiàn)，使采用數(shù)字化控制的功率開關變換電源作為功率信號源成為可能，這有利于提高系統(tǒng)的集成化水平和控制功能。本文介紹的功率信號源采用工作頻率為150MHz的DSP TMS320F2812控制。并且采用DC/DC和DC/AC兩級聯(lián)合調(diào)節(jié)實現(xiàn)。
l 系統(tǒng)的整體結構
本文介紹的功率信號源可提供輸出電壓從2～100V可變，頻牢從20～l000Hz可變，并且可以在50Hz基頻的情況下疊加基波幅值0～30％的直流分量與2～9次的各次諧波分量。輸出電壓幅值最小可調(diào)步長和分辨率為O．1V，輸出電壓頻率最小可調(diào)步長和分辨率在20～100Hz時為O．1 Hz，在100～l 000Hz時，為1Hz。在額定工作條件下，在2～100V范圍內(nèi)，應能連續(xù)輸出0．5A的電流，即最大輸出50VA的功率。
為了滿足系統(tǒng)的高精度及輸出電壓和頻率均可變的要求，系統(tǒng)椎圖如圖l所示，整個系統(tǒng)由AC／DC、DC／DC和DC／AC三部分組成。由于對輸出功率的要求比較小，所以采用了反激式直流變換電路。DC/AC級采用全橋逆變電路。整個系統(tǒng)的控制是基于TT公司的DSP TMS320F2812。DC／DC環(huán)節(jié)采用INFINEON公司的ICES2AS01控制，其給定信號Vnf由DSP根據(jù)控制要求產(chǎn)生，從而獲得可調(diào)的直流電壓Vdc。CC/AC環(huán)節(jié)由DSP直接進行PWM控制，從而產(chǎn)生所需的功率信號波形。
DSP TMS320F2812的幾個特點：
(1)速度方面 TMS320F2812最高工作頻率為150MHz(30MHz的品振經(jīng)過倍頻而得到)；
(2)AD精度 TMS320F2812的AD采樣精度可以達到12位：
(3)運算方面 TMS320C2812是32位的定點DSP，可以方便地運行32位與32位的乘法，能滿足高精度與快速計算的要求。
2 控制方案及參數(shù)設計
2．1 逆變器建模與控制方案設計
單相全橋逆變器及其雙環(huán)控制的結構框圖如圖2所不，Vdc為輸入直流電壓，S1～S4是功率MOSFET管．L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容。其控制環(huán)節(jié)采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)PID控制。采用輸出電壓與給定電壓進行比較得到誤差電壓，誤差電壓經(jīng)過PI環(huán)后成為電流環(huán)的給定，與電流采樣值再進行比較．再經(jīng)過P環(huán)節(jié)，蛀后由DSP的PWM環(huán)節(jié)產(chǎn)生控制信號。由于電感電流等于電容電流和負載電流之和，其中電容電流為輸出電壓的微分，對電感電流進行控制相當于使系統(tǒng)能超前對輸出電壓進行控制，因此能得到更好的動態(tài)性能。另外電感電流包含了負載電流，所以又可以對負載起到限流作用。
逆變器輸出電壓的采樣為差分采樣模式，電感電流采樣采用電流霍爾器件。電壓采樣系數(shù)為0.0109，則采樣精度為
小于0.lV，(其中，3V是DSP采樣的最大電壓值)滿足系統(tǒng)要求。
根據(jù)逆變器的結構框圖可以得到逆變器系統(tǒng)的控制框圖，如圖3所示。其中，
是電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)的傳遞函數(shù)；K1為電流環(huán)P調(diào)節(jié)參數(shù)；Km為PWM環(huán)節(jié)的有效增益；K1為內(nèi)環(huán)電流環(huán)的增益；K2為電壓外環(huán)的增益；HSH(S)為零階保持環(huán)節(jié)，為
由于開關頻率fs較高，即Ts較小，所以近似為
2.1.1 電流內(nèi)環(huán)的參數(shù)設計
為了達到較高的精度，在程序設計時將采樣值做Q18的變化，(在DSP里只能進行定點數(shù)的計算，Q18是把浮點數(shù)轉(zhuǎn)換為定點數(shù)的一個過程)即在原來的基礎上乘以218，在設計參數(shù)的時候應該考慮該系數(shù)。內(nèi)環(huán)電流環(huán)的增益為K1=(1／6)×218=43691，交越頻率取1／5的開關頻率，取開關頻率為100kHz，Vdc取200V計算，則
2．1．2 電壓外環(huán)的參數(shù)設計
同樣的，外環(huán)電壓環(huán)的增益為K2=O．0109×218=2857；
取Kvp=O.1，Kvi=3140，即取PI環(huán)節(jié)補償頻率為5kHz。取開關頻率為100kHz。其離散波特圖如圖4所示。從圖4中可得，系統(tǒng)相位裕量為60°，滿足穩(wěn)定性要求。
2.2 DC／DC級控制給定設計
本文采用DC／DC和DC／AC兩級聯(lián)合凋節(jié)，以達到功率信號源的高精度要求。DC／AC級采用雙極性的逆變器凋壓方式，幅度調(diào)制比為m=Usm/Ucm
式中：Usm為正弦調(diào)制波的幅值；
Ucm為三角載波的幅值。
在雙極極性SPWM調(diào)壓方法中，逆變橋的直流母線電壓的利用率為
在深度調(diào)制，即m值較小的情況下，uc和u8的交點貼近橫軸，輸出電壓每個載波周期的寬度近于相等，即接近于方波，其輸出諧波的幅值較高，會影響輸出電壓的精度，所以，m值越高越好。同時，為避免由于PWM控制脈波過窄和死區(qū)等因素使PWM脈波丟失，m值不宜取的太高。一般情況m取O．9。
當m一定時，根據(jù)該式和所要求的功率信號輸出電壓值可計算出DC/AC級的輸入電壓值，并由此給出DC／DC級輸出電壓的給定值。由于在基頻50Hz的情況下，有時需要疊加0～30％的直流分量或者與2～9次的各次諧波，所以輸出電壓幅值作為參考。在不需要疊加的時候，當輸出電壓Vo已給定，則輸出電壓幅值Vom也相應給定，輸入電壓由公式
確定，取m=0.9，則
在疊加直流分量與諧波的時候，當輸出基頻的電壓幅值與所疊加的直流分量或諧波的次數(shù)與幅值都給定后，則得到一個輸出電壓的幅值Vom，考慮功率MOSFET的通態(tài)壓降等因索，輸入電壓給予一定的裕量，對上述公式進行一定的修正：
考慮輸出電壓的穩(wěn)定性，設置了一個Vdc的最小值，即當Vom>8V(這里的Vom包括不疊加的與疊加后的)時，Vdc=Vom／0.8，而當Vom<8V時，取Vdc=10V。需要說明的是，當疊加不同次的諧波時，其幅值的變化各有不同，所以在計算疊加后的幅值時，做了不同的處理。當輸出基頻電壓幅值100V疊加30％電壓幅值的直流分量時，其輸出電壓幅伉達到
按照上述公式，此時的輸入電壓為230V。所以在設計DC／DC級時輸出電壓范圍應為10～230V。
2.3 程序流程圖設計及開關頻率設置
程序流程圖如圖5所示。由圖5可知，主流程包括仞始化、開中斷、變頻設置、Vref設置等，而電壓和電流采樣、電壓PI環(huán)、電流P環(huán)計算、PWM設置等在中斷中完成。當輸出電壓值改變時，則調(diào)用變壓子程序，包括麗部分，一部分是改變逆變器輸出電壓的給定值，另一部分是計算出DC／DC輸出電壓的給定值。
在DSP里，逆變器輸出電壓的給定值是以一個單位正弦表(Q15)乘以一個給定值(Q10)的形式給出的，最終與逆變器輸出電壓的采樣值比較的數(shù)是一個Q25的數(shù)(即單位正弦表里的數(shù)乘以系數(shù)225)．所以輸出電壓最小可調(diào)步長為
滿足系統(tǒng)要求。
當輸出頻率改變時則調(diào)用變頻子程序。由于輸出電壓頻率從20~1000Hz可變，為了達到一定的精度要求，希望開關管的開關頻率盡量高，在這里，采取分段的方式來進行設置，如圖6所示。
采取分段方式設置開關頻率的目的是為了在整個頻率范圍內(nèi)都有一個較高的開關頻率，以提高精度并易于輸出濾波。表l中給出了不同頻率范圍段的相位精度及最小可調(diào)步長。在20～100Hz情況下，最小可調(diào)步長小于O．1 Hz滿足系統(tǒng)要求，在100Hz以上最小可調(diào)步長小于1 Hz也滿足系統(tǒng)要求。這樣，保證了在輸出電壓頻率范圍變化較大的情況下，開關頻率的變化范圍大概從60~126kHz，取L=1mH，C=0．47μF，截止頻率約為73kHz，對上述開關頻率的范圍都可以達到較好的濾波效果。
3 實驗結果
實驗結果如圖7~圖12所示。
4 結語
本文提出了變頻調(diào)壓功率信號源的設計方案．通過TMS320F2812對DC／DC和DC／AC兩級聯(lián)合調(diào)節(jié)，實現(xiàn)了高精度的寬范圍變頻調(diào)壓交流電源。
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