三相交錯(cuò)式LLC諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

LLC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器（SRC）自問(wèn)世以來(lái)由于其特殊的性能表現(xiàn)，使其成為非常普遍的拓墣，特別是其效率和功率密度遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于其它的DC-DC轉(zhuǎn)換器拓墣。然而，由于它不包含電感輸出濾波器，而在輸出級(jí)僅需一個(gè)電容濾波器，因而不可避免地會(huì)在輸出電容產(chǎn)生高紋波電流。因此，LLC-SRC可作為高電壓和低電流的理想應(yīng)用，如PDP持續(xù)電源。

　　當(dāng)然，它也適用于中電壓和中電流應(yīng)用，如LCD電源，但必需在輸出級(jí)使用許多并聯(lián)的極低ESR電容器，以減少輸出紋波電壓，以及輸出電容的電流應(yīng)力。由于輸出電容的高紋波電流可能導(dǎo)致輸出電容煺化，并降低DC-DC轉(zhuǎn)換器的使用壽命，最近新開發(fā)的兩相交錯(cuò)式LLC DC-DC轉(zhuǎn)換器，可望顯著地減少輸出電容中的輸出紋波電流。

　　理論上，兩相交錯(cuò)作業(yè)的輸出紋波電流大約為傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器的1/5。然而，這并不足以用于極高電流應(yīng)用，如電動(dòng)汽車的功率轉(zhuǎn)換器、電池充電器或伺服器電源等等。

　　本文在此提出一種新型叁相交錯(cuò)式LLC諧振DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)。該轉(zhuǎn)換器包含叁個(gè)普通LLC諧振DC-DC轉(zhuǎn)換器，每個(gè)轉(zhuǎn)換器分別以π/3相位差運(yùn)作。因此輸出電容的紋波電流得以顯著減小，并且延長(zhǎng)轉(zhuǎn)換器的使用壽命。為了確保所提出轉(zhuǎn)換器的有效性，本文使用1kW（12V/84A） DC-DC轉(zhuǎn)換器塬型進(jìn)行試驗(yàn)，并展示測(cè)試結(jié)果，結(jié)果證明在低電壓和高電流輸出條件下該方案的有效性。

　　本文提出的電路架構(gòu)：叁相交錯(cuò)式LLC-SRC的電路圖以及等效單相運(yùn)作的電路圖，如圖1所示，理論波形如圖2所示。兩種諧振電路的組成依照負(fù)載狀態(tài)：一種是無(wú)負(fù)載下由Lr、Lm、和Cr組成，另一種是大量負(fù)載下由Lr和Cr組成。因此，需要針對(duì)兩種不同的諧振頻率分別依照以下公式進(jìn)行分析：

　　圖1： 叁相交錯(cuò)式LLC-SRC。

　　品質(zhì)因數(shù)（Qs）由以下公式導(dǎo)出：

　?。?）

　　在此處，n=N1/N2，Zr1為fs=fr1時(shí)的特性阻抗，Ro=Vo/Io。如果開關(guān)頻率低于第一個(gè)諧振頻率fr1時(shí)，次級(jí)整流器可以進(jìn)行軟換向，那么，反向恢復(fù)損耗則可以忽略。在低電壓高電流應(yīng)用條件下輸出電容的紋波電流ΔIc將會(huì)極高。我們假設(shè)Imax - Imin = ΔIc。那么，紋波電流的比例可按以下公式確定：

　?。?）

　　當(dāng)開關(guān)頻率fs = fr1，輸出電流Io由以下公式導(dǎo)出：

　?。?）[!--empirenews.page--]

　　即使為了確保更長(zhǎng)的使用壽命而必須抑制電容的電流應(yīng)力，LLC-SRC電容紋波電流也必然會(huì)很高，因?yàn)樗妮敵鰹V波器僅包含了電容。然而，如果應(yīng)用交錯(cuò)控制技術(shù)，就可以顯著地減少LLC-SRC的輸出紋波電流。當(dāng)開關(guān)頻率fs與第一個(gè)諧振頻率fr1相同，非供電時(shí)期，圖2中的t2~t4則可以被忽略。

　　圖2：?jiǎn)蜗噙\(yùn)作的理論波形。

　　在fs = fr1條件下，計(jì)算從單相到六相LLC-SRC交錯(cuò)運(yùn)行的紋波比。其結(jié)果顯示以叁相交錯(cuò)運(yùn)行的紋波電流大約為單相運(yùn)行的1/11。

　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果與結(jié)論：為了驗(yàn)證叁相交錯(cuò)式LLC諧振轉(zhuǎn)換器的有效性，我們所進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)是使用一個(gè)1kW的叁相交錯(cuò)式LLC諧振轉(zhuǎn)換器，其中，輸入電壓為400V，輸出為12V/84A。我們?yōu)槿嘟诲e(cuò)作業(yè)建置的控制方案如圖3所示，諧振參數(shù)如表1所示。圖4則顯示諧振電流的波形和電容在全負(fù)載條件下的紋波電流。不同相位之間的相位差為60°，測(cè)量到紋波電流ΔIc為20.4A和%ΔIc 為24.3%。

　　圖3.叁相交錯(cuò)式控制方案。

　　表1. 諧振參數(shù)。

　　圖4. 電容的諧振電流和紋波電流。

　　即使因?yàn)榉枪╇姇r(shí)期以及諧振電流中的不平衡，所獲得的紋波電流比與計(jì)算結(jié)果不同，但還是驗(yàn)證了透過(guò)交錯(cuò)運(yùn)作可以顯著地減少輸出電容的紋波電流。因?yàn)閷?duì)于每一轉(zhuǎn)換器的負(fù)載狀況，DC增益特性必然是不同的，在相位間產(chǎn)生了電流不平衡。因此，需要進(jìn)一步研究運(yùn)用相位管理功能的負(fù)載共享方法。

　　本文提出了多相交錯(cuò)式LLC-SCR及其控制策略。因?yàn)橥高^(guò)交錯(cuò)運(yùn)作可以顯著地減少輸出紋波電流，這特別適于低電壓且高電流的應(yīng)用，例如伺服器電源系統(tǒng)，而傳統(tǒng)的LLC-SRC通常只適用于高電壓低電流應(yīng)用。透過(guò)減少電流應(yīng)力，可以使用一個(gè)較小的電容并且可以延長(zhǎng)電源的使用壽命。