基于FPGA 的太陽能并網(wǎng)逆變器的研究

系統(tǒng)概述

新能源發(fā)電成為21世紀(jì)解決能源危機的必經(jīng)出路，光伏發(fā)電、風(fēng)電、核電等新能源發(fā)電是目前新能源發(fā)電研究的幾大方向。這幾種新能源各有各的特點，我們選擇了最靠近我們的光伏發(fā)電作為研究出發(fā)點。

目前光伏發(fā)電并網(wǎng)技術(shù)的研究愈加深入成熟，而關(guān)于光伏發(fā)電技術(shù)的具體應(yīng)用環(huán)節(jié)還是有著許多發(fā)揮余地。光伏發(fā)電的優(yōu)點是清潔安全、分布相對較為均勻、可持續(xù)利用。同時光伏發(fā)電也存在自己的問題，其中一個很重要的問題是光伏發(fā)電需要做的是收集輻射到地表的太陽能，這個環(huán)節(jié)需要占用大量的空間，這個問題使光伏發(fā)電的應(yīng)用有著自己的特點?，F(xiàn)在大多數(shù)的并網(wǎng)系統(tǒng)都是采用DSP控制， DSP往往靠一些特殊的指令處理復(fù)雜算法，這些指令局限于DSP控制器設(shè)計人員的預(yù)知范圍，而在FPGA中，用戶可以自由定義各種IP核，實現(xiàn)一些高效的復(fù)雜算法，由于與MATLAB在系統(tǒng)設(shè)計上有對應(yīng)接口，設(shè)計起來也較為方便。

本系統(tǒng)設(shè)計的光伏逆變系統(tǒng)，采用了FPGA作為主控芯片，控制BUCK做最大功率跟蹤，以及采用一個橋式電路，通過變壓器，將模擬的光伏電池板上的電能輸出到電網(wǎng)上。 系統(tǒng)框架圖如下所示:

2 電路與程序設(shè)計

這里分模塊對電路各結(jié)構(gòu)進行介紹，介紹內(nèi)容包括電路拓撲、控制算法以及測量回路。系統(tǒng)主要可以分為兩部分，以拓撲來分，前端的BUCK主要實現(xiàn)最大功率跟蹤(MPPT)功能，后級的全橋通過鎖相、電流環(huán)反饋實現(xiàn)電能輸出。

2.1 MPPT設(shè)計

光伏電池板的輸出電壓有著很寬的工作范圍，而且可以根據(jù)需要進行光伏板的串并聯(lián)，我們在模擬光伏電池板工作時選取了額定電壓為60V、額定功率100W的光伏電池板。為了保證實驗安全，輸出電壓控制在36V附近，然后通過變壓器輸送到電網(wǎng)去。出于以上 考慮，我們選擇了Buck拓撲來做最大功率跟蹤設(shè)計。

基本的Buck拓撲中采用了二極管作為續(xù)流通路。我們的電路輸出側(cè)工作在低壓大電流的條件下，如果采用基本的buck拓撲，在二極管上會有很大損耗，極大的影響了效率。為了提高效率，我們采用Mosfet代替續(xù)流二極管，使續(xù)流的MOSFET和主開關(guān)管工作在互補工作狀態(tài)，替代了續(xù)流二極管的作用，極大地提高了效率。

2.1.1工作原理

電路的拓撲結(jié)構(gòu)如下：

電路工作主要波形如下：

假設(shè)條件：

電感電流連續(xù);

輸出濾波電容兩端電壓恒定。

工作過程：

開關(guān)管M1開通時，開關(guān)管M2關(guān)斷：電流經(jīng)由開關(guān)管M1、電感L向負載供電，同時向電容充電。電感L在正向電壓作用下，電流線性上升。

開關(guān)管M1關(guān)斷時，開關(guān)管M2導(dǎo)通：電感L電流連續(xù)，電感電流不能突變，電流經(jīng)由開關(guān)管M2、電感L這個環(huán)路流通。電感L承受反壓，電感電流線性減小。電容放電，向負載提供電流，保證負載電流穩(wěn)定。

2.1.2理論公式

由電感L上的伏秒平衡可推得電路的電壓比M：

2.1.3 電路主要器件參數(shù)計算

Buck電路器件的核心是濾波電感的設(shè)計，我們關(guān)于電路器件的參數(shù)設(shè)計是圍繞此展開的。

濾波電感的工作參數(shù)：

最大平均工作電流：2.77A

由于通過電感的電流很大，電感很容易飽和。我們直接選取了實驗室最大尺寸的磁芯EE40。由于繞制電感時，實驗室最粗的線徑為0.71mm，我們只有選擇0.71mm。由于繞制電感時，并繞的股數(shù)不能過多?？紤]到模型電路連續(xù)工作時間不會很長，我們選取了較大的漆包線電流密度經(jīng)驗值6~8A。我們選擇5股并繞，由公式計算0.71*0.71*5*8A=20.164A。這個設(shè)計值勉強能滿足設(shè)計要求。

2.3.5 測量電路設(shè)計

電流測量電路設(shè)計

電流測量的可供選擇方案很多,常用的是運用采樣電阻測量電流和電流霍爾測量電流方案。

系統(tǒng)的充電回路的過流量很大，采用電阻測量電流時，電阻發(fā)熱會很大，有明顯溫升，采樣電阻的阻值不穩(wěn)定，測量值誤差較大。由于控制回路對采樣電流測量的要求較高，這種測量方案不適宜。

我們選擇了霍爾電流測量電流的方案，霍爾電流測量方案同時還可以實現(xiàn)可供選擇的型號為TBC5LX、TBC10LX、TBC15LX等。其中TBC10LX的測量電流最大值為30A，恰好可以滿足我們測量需求。

霍爾電流傳感器輸入電流量，輸出電壓值。輸出電壓為4V/10A，考慮到AD采樣輸入電壓范圍，電流采樣后級加入同相放大電路做信號調(diào)理，實現(xiàn)信號電壓匹配。

考慮到對控制器的AD采樣端口的保護，在同相放大電路中選取了單5V供電的軌到軌運放，限制了輸出電壓，起到了控制器采樣端口的保護作用。

電流測量電路的電路圖如下：

電壓測量電路設(shè)計

電壓常用的測量方案是分壓電阻測量方案和電壓霍爾測量方案。

由分壓電阻測量電壓隔離需要使用線性光耦，測量電路會復(fù)雜些。使用霍爾測量電壓更加簡潔。我們選擇了電壓霍爾測量電路。

電壓霍爾輸出的是電流信號，可以直接通過接電阻轉(zhuǎn)換成電壓信號。這種方案很容易受到負載效應(yīng)的影響，測量精度差。電壓霍爾的輸出信號可以通過I-V轉(zhuǎn)換電路和反向電路轉(zhuǎn)換成與AD采樣端口電壓匹配的信號。

由于設(shè)計的電壓霍爾測量電路的信號中存在負壓信號，需要雙電源供電運放，而雙電源供電的軌到軌運放不常見。為了保護控制器的AD采樣端口，在電壓霍爾測量電路的輸出端加入了電壓鉗位電路，保護控制器的AD采樣端口。

電壓測量電路：

2.3.6 電路控制策略

充電控制主要實現(xiàn)MPPT跟蹤和蓄電池充電保護兩個功能，在允許范圍內(nèi)應(yīng)保證可以從光伏電池側(cè)獲得最大功率。

MPPT控制策略采用改進的擾動觀察法[5]進行最大功率點跟蹤。BUCK輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為

，通過調(diào)節(jié)BUCK電路的占空比可以調(diào)節(jié)輸出電壓，進而改變輸出功率，光伏電池電特性見圖2.3.6.1。

傳統(tǒng)的擾動法很難實現(xiàn)步長的自設(shè)定，要使系統(tǒng)具備比較優(yōu)越的性能，就要在非峰值點附近要增大調(diào)整步進，在非峰值點附近要減小步進。通過改變步進，然后測得輸出功率變化量即可以知道步進變化對輸出功率的影響。即輸出電壓與功率的斜率，峰值點處得斜率為零，大處，說明離峰值點較遠，可以增大步進，同理小處離峰值點近，應(yīng)減小步進，將步進整定為即可實現(xiàn)步進自整定，由于存在斜率正負的問題只需取。

為了優(yōu)化控制系統(tǒng)，由于在電壓很低處輸出功率很小，可以適當(dāng)增大步進，加速系統(tǒng)啟動過程。在穩(wěn)態(tài)時應(yīng)給一個小擾動，使峰值發(fā)生變化時也能跟蹤到新的峰值點。如果系統(tǒng)出現(xiàn)故障或者出現(xiàn)過壓過流，則退出MPPT控制系統(tǒng)。控制流程見圖2.3.6.1 。

上述改進型BUCK電路如果采用兩個MOSFET驅(qū)動互補的方式，除了降低損耗外還可以達到一些比較好的結(jié)果，比如不用考慮電流續(xù)流問題，因為電流可以在電容上倒流。但反相電流增加了開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，只要電流倒流產(chǎn)生的損耗比通過傳統(tǒng)BUCK電路二極管管壓損耗小，整個系統(tǒng)相對來說損耗是減小的。推導(dǎo)過程和傳統(tǒng)算法一樣[6]，只是電感電流可為負。由于IR2111單路PWM波輸入時，可以輸出帶死區(qū)上下管驅(qū)動信號，在控制策略上只需要控制單路PWM輸出的占空比即可。

2. 2 逆變器設(shè)計

逆變器的拓撲如下圖所示，通過控制通過電感上面的電流信號可以控制系統(tǒng)的輸出功率、功率因素以及相應(yīng)的諧波成分。目前簡單的控制算法是電壓外環(huán)加電流內(nèi)環(huán)PI控制。復(fù)雜的有帶FIR濾波的重復(fù)控制、矢量控制(三相)等等。本控制系統(tǒng)采用傳統(tǒng)的電壓電流環(huán)控制方法，通過鎖相查表的方式獲取波形數(shù)據(jù)，針對電網(wǎng)需求可以作一定量的無功補償。

2.2.1逆變器參數(shù)選取

單相逆變器由直流側(cè)、逆變橋及輸出濾波組成，單相逆變器簡化拓撲如圖2.2.1所示。逆變器控制模型中，參考正弦波

和三角波比較得到的脈沖去控制各功率開關(guān)器件。由于開關(guān)狀態(tài)是不連續(xù)的，分析可采用狀態(tài)平均法，即用變量的平均值代替其瞬時值，從而得到連續(xù)狀態(tài)空間平均模型。

由于逆變器采用單相橋式電路，可以采用單極倍頻調(diào)制方式的，由狀態(tài)平均法分析可以得到直流電源電壓與A點電壓之間的關(guān)系式2.2.1，其中為采樣時刻的占空比，E為直流電源電壓。

為了將SPWM波的諧波分量濾除，在逆變器的輸出端加了LC濾波器，從而得到正弦交流信號，A、B兩點的電壓

之間的傳遞函數(shù)可以寫成式2.2.2，其中r很小，電路設(shè)計時如果繞制電感內(nèi)阻相對負載電阻很小，則可以忽略這個量。

交流電感的選擇主要考慮抑制電流紋波和滿足動態(tài)電流波形品質(zhì)，同時應(yīng)盡量減小電感，減小系統(tǒng)體積。

滿足抑制電流紋波要求，電感的選擇應(yīng)滿足：

滿足快速跟蹤基準(zhǔn)電流要求，電感應(yīng)滿足：

考慮到實際電感設(shè)計，系統(tǒng)最終設(shè)計得出的電感為：

2.2.2 逆變器控制程序

系統(tǒng)的控制由在FPGA中完成。在FPGA中搭建一些硬件模塊，設(shè)計PWM的IP核，以及ADC的控制接口，然后通過片上控制器完成系統(tǒng)代碼程序。上電后先對系統(tǒng)各部分的初始化，然后進入循環(huán)，掃描按鍵，執(zhí)行顯示程序。如果需要注入無功補償，通過系統(tǒng)的人機交互界面可以完成。

系統(tǒng)的控制主要在三個中斷函數(shù)中進行。在Timer7的溢出中斷服務(wù)函數(shù)中完成電流大小的控制，首先進行電流的檢測，測得的量可以通過主函數(shù)中的顯示程序執(zhí)行顯示功能。由于采樣頻率較高，然后通過PI調(diào)節(jié)可以瞬時地完成相應(yīng)電流輸出。完成測量后進行電流或電壓的PI調(diào)節(jié)，輸出一個占空比指令。在采到過零比較輸出的上升沿后觸發(fā)邊沿中斷。由于改變DDS的頻率控制字可以同時完成相位和頻率的跟蹤，因而用PI調(diào)節(jié)可以將相位鎖住在某個點上。DDS中斷中主要完成掃描正弦表，進行DDS相位累加。輸出功率通過保持直流母線上的電壓，可以知道輸出電流指令大小。系統(tǒng)軟件流程圖如圖2所示。

2.2.3電路設(shè)計

這部分描述逆變器除FPGA之外的電路原理圖，標(biāo)明具體參數(shù)及采用器件。

2.2.3.1驅(qū)動電路設(shè)計

驅(qū)動電路采用IR2110來驅(qū)動開關(guān)管，由于控制信號要和主電路要電氣隔離，故這里選用74HC14反相器和HCP2630隔離光耦，具體電路圖如下圖所示：

2.2.3.2交流電流信號調(diào)理電路設(shè)計

交流電流信號的調(diào)理電路的處理流程如下圖所示：

濾波電路的設(shè)計：設(shè)定截止頻率為開關(guān)頻率的1/5以下，通過Filter Solution軟件給出二階濾波器電路，結(jié)合實際器件，最終的濾波截止頻率為：

實際電路圖如下：

2.2.3.3交流電壓信號調(diào)理電路設(shè)計

交流電壓信號需要得出峰值和相位，信號處理流程如下：

實際采用電路原理圖如下：

2.2.3.4 直流電壓測量電路設(shè)計

輸出信號連接到下圖所示的線性隔離光耦電路，通過在HCNR201光耦輸入輸出配置運放可以實現(xiàn)線性放大。光耦主要是實現(xiàn)主電路與控制器的電氣隔離，從而保護FPGA的安全。