線性穩(wěn)壓器具 2nV/√Hz 噪聲和 120dB 電源抑制

引言

在很多電路應用中，無噪聲、良好穩(wěn)定的電源對于實現(xiàn)最佳性能是很重要。壓控振蕩器 (VCO) 和精確的壓控晶體振蕩器 (VCXO) 會迅速響應電源的微小變化。鎖相環(huán) (PLL) 需要穩(wěn)定的電源，因為電源上的信號會直接轉變成輸出的相位噪聲。RF 放大器需要無噪聲電源，因為這類放大器缺乏抑制電源變化的能力，而且穩(wěn)壓器變化將以不想要的邊帶信號形式出現(xiàn)，降低了信噪比。低噪聲放大器和模數(shù)轉換器 (ADC) 不具備無限大的電源抑制能力，穩(wěn)壓器輸出越干凈，性能就越高。上面僅列舉了幾種需要線性穩(wěn)壓器提供無噪聲電源軌的例子，那么怎樣才能確保穩(wěn)壓器按規(guī)定運行呢?

電源一旦搭建完畢就可以確定，對于其應用而言，電源是否具有足夠低的噪聲。振蕩器的相位噪聲可以測量，然后，相對于用一個已知和性能良好的電源實現(xiàn)之結果，對測量結果進行比較。還要檢查 ADC，以確保得到最多位數(shù)。這些測量工作比較難，需要耗費大量時間，如果可不進行費用高昂的試驗就可確保噪聲足夠低，那會更好。

除了噪聲，還必須考慮線性穩(wěn)壓器的電源抑制能力。線性穩(wěn)壓器電源抑制能力不佳會給開關穩(wěn)壓器留下剩余信號或帶來其他不想要的信號，從而破壞為確保擁有干凈的電源所付出的艱苦努力。如果電源抑制能力不佳，留下了足夠淹沒噪聲的信號，那么穩(wěn)壓器的噪聲即使極低，也是沒有價值的。

測量輸出電壓噪聲

靜噪不是新鮮事

噪聲問題很早以前就開始提及了。2000 年 3 月凌力爾特發(fā)布了《應用指南 83》(Application Note 83)，題為 “低壓差穩(wěn)壓器的低噪聲性能驗證” (Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators)，文中詳細敘述了一種測量方法，可以有把握地測量低至 4µVRMS 的穩(wěn)壓器輸出電壓噪聲。該應用指南中所用的放大器電路和濾波器在 10Hz 至 100kHz 帶寬時提供 60dB 增益。這是一個良好的起點，可以有把握地測量噪聲水平。

諸如 LT3042 等最新線性穩(wěn)壓器現(xiàn)已投產(chǎn)，其輸出電壓噪聲低得多。在《應用指南 83》發(fā)布前后推出的該系列穩(wěn)壓器在 10Hz 至 100kHz 頻帶上的噪聲約為 20µVRMS，而現(xiàn)在 LT3042 在相同頻帶上的噪聲低至 0.8µVRMS?；仡櫋稇弥改?83》中的電路可以看出，輸入?yún)⒖荚肼晫訛? 0.5µVRMS，當測量低至 4µVRMS 的噪聲時，誤差低于 1%。在輸出噪聲為 0.8µVRMS 的現(xiàn)在，這樣的噪聲層就不可接受了，因為穩(wěn)壓器本身的工作噪聲僅略高于測量電路。這相當于幾乎高達 20% 的誤差，從而使測量電路成為過于重要的因素，以至于不能有把握地測量信號。

測量低于 1µVRMS 的噪聲不是一項微不足道的任務。在 10Hz 至 100kHz 測量頻帶上逆推，這相當于 3.16nV/√Hz 噪聲頻譜密度 (假定噪聲為白噪聲)。這就相當于 625Ω 電阻器產(chǎn)生的熱噪聲。以 5% 的誤差測量這么大的噪聲，要求儀器有一個 1nV/√Hz 的輸入?yún)⒖荚肼?，?1% 內的誤差測量則要求 450pV/√Hz 的輸入?yún)⒖荚肼暋?/p>

進行什么樣的測量?

我們現(xiàn)在對儀器要求的噪聲層已有所了解，但是還有一個問題，即關鍵頻率范圍以及用什么儀器測量所產(chǎn)生的噪聲。為了測量噪聲頻譜密度，可以簡單地通過低噪聲增益級 饋送穩(wěn)壓器輸出，然后再饋送到頻譜分析儀中，從而將不想要的頻率從測量中隔離出去。如果想測量峰至峰值或 RMS 噪聲，那么在低噪聲增益級上要確保帶阻，以確保僅測量在想要的帶寬內的信號。

常用的寬帶噪聲測量頻率范圍為 10Hz 至 100kHz。這個范圍包括音頻頻帶，可確保通過 RF 傳送的基帶數(shù)據(jù)產(chǎn)生最小的邊帶信號。鎖相環(huán)中使用的低噪聲穩(wěn)壓器和高準確度儀表要求在較高的頻率上進行測量 (高達 1MHz 及以上)，因此我們不應該將自己限制到僅 100kHz 范圍。理想情況下，帶阻會在想要的頻率上實現(xiàn)絕對的磚墻式濾波，但電路設計的現(xiàn)實使我們無法實現(xiàn)這樣的效果。選擇較高階的巴特沃斯 (Butterworth) 濾波器, 以保持所關注頻率范圍內的最大平坦度及其提供更好磚墻式近似的能力。濾波器的階數(shù)由其等效噪聲帶寬 (ENB) 引入的誤差決定：二階低通巴特沃斯濾波器的 ENB 為 1.11fH，所產(chǎn)生的誤差太大。4 階濾波器的 ENB 降至 1.026fH，所產(chǎn)生的誤差約為 1.3%。更高階的濾波器會增加不必要的復雜性和成本，所帶來的性能改進卻很小。4 階濾波器的誤差加上輸入?yún)⒖荚肼曀氲恼`差，若要以 5% 內的誤差進行測量，則要求來自放大器的輸入?yún)⒖荚肼曋畲笳`差不超過 1%。

電路增益也必須考慮。如果增益太低，測量儀器的噪聲會加進來，像放大器的輸入噪聲一樣，損害測量結果的準確性。同時，儀器也許不夠靈敏，無法提供可靠的測量結果。就 RMS 噪聲測量而言，HP3400A RMS 電壓表的底部范圍為 1mV，因此 60dB 是絕對最低增益?；谀壳翱色@得的商用頻譜分析儀 (而且可從二手市場獲得) 之噪聲層數(shù)據(jù)，人們決定 80dB 時會有最佳的工作表現(xiàn)。

穩(wěn)壓器測量時須考慮的因素

噪聲測量電路的方框圖如圖 1 所示。首先是 DC 隔離構件，接下來是超低噪聲增益級以 AV = 25 將輸入放大。然后是一個 5Hz 的單階高通濾波器至另一個 AV = 20 的增益構件。接下來是一個 10Hz 二階 Sallen-Key 濾波器和最后的 AV = 20 之增益級，到此凈增益達到了 1 萬倍或 80dB。再后面是 3 個可選輸出之一，選擇哪一個取決于想要的高端頻率。3 個可選輸出或其頻率范圍分別是 1MHz 限制、前述的 100kHz 帶阻、以及達到所用增益級極限的 (在 3MHz 測量到 -3dB 頻率) 寬帶輸出。每種輸出之后都是最后的 5Hz 高通濾波器，以隔離任何殘留 DC 信號。

圖 1：面向噪聲測試的濾波器和增益選擇。巴特沃斯濾波器提供合適的頻率響應。

實際電路如圖 2 所示。這里 DC 隔離是用 680µF 電容器和緊隨其后的 499Ω電阻器組成。電容和電阻值的選擇是該電路須做出的主要權衡之一。電阻器的值必須足夠低，以便其后一級的基極電流不會引起極大的 DC 誤差。不過，如果所選電阻值太低，該濾波器所需電容就會變得極之大。對所測試的穩(wěn)壓器而言，低電阻值還有可能使該濾波器成為頻率補償?shù)慕M成部分，從而改變所測得的結果。電流值構成了 0.5Hz 高通濾波器。

圖 2：圖 1 所示方框圖的實際電路。并聯(lián)的各級每個都配備了低噪聲三極管差分電路，以降低噪聲，同時提高增益。

第一個增益級的架構至關重要。這一級必須提供固定增益，同時在極低的輸入?yún)⒖荚肼暪ぷ鳌Ｔ陬}為 “775 Nanovolt Noise Measurement for A Low Noise Voltage Reference” (針對低噪聲電壓基準的 775 毫微伏噪聲測量) 的《應用指南 124》(Application Note 124) 中，介紹了已故的 Jim Williams 所做的工作，以此為基礎，選擇用三極管差分對驅動運算放大器的輸入，以提供最佳帶寬，同時仍然保持低噪聲。以大約 80 倍的增益驅動差分對意味著，這對三極管的噪聲起主導作用，而運算放大器的噪聲不是非常重要的因素。

超低噪聲放大器第一增益級由兩對匹配的 THAT300 三極對管并聯(lián)組成 (以降低輸入?yún)⒖荚肼?，接著是 LT1818，該器件配置為使這一級提供 25 倍的總增益。單一 SO-14 封裝中包含 4 個 THAT300 三極管，提供良好的匹配特性 (典型值為 500µV ∆VBE) 和 800pV/√Hz 的典型噪聲。選擇 LT1818 是為了實現(xiàn)高增益-帶寬積。

輸入三極對管和放大器級并聯(lián)，可在不犧牲增益的前提下改善噪聲層。人們都知道，放大器電路并聯(lián)時，產(chǎn)生電壓噪聲壓差，N 級并聯(lián)時使噪聲降低為 1/√N。三極對管并聯(lián)使有效噪聲降至 800pV/√Hz。之后，通過并聯(lián) 4 個完整的輸入級，這個噪聲會進一步降低，再降低 2 倍，至 400pV/√Hz。后續(xù)增加的噪聲源很小，從而使我們能夠接近 1% 準確度所要求的 450pV/√Hz。

在第一增益級之后，330µF 電容器和 100Ω 電阻器對任何偏移提供 DC 隔離，而偏移是三極管差分對和運算放大器所固有的。這還提供 5Hz 高通濾波器，從而有助于提供想要的低頻帶阻。所有 4 個輸入級合起來構成第二個增益級，增益為 20 倍。這時，輸入已經(jīng)得到了放大，因此運算放大器的噪聲再次成為影響很小的因素。

10Hz 二階高通濾波器是一個簡單的單位增益 Sallen-Key 濾波器。提高這個濾波器的 Q 值，以幫助補償單一 5Hz 高通濾波器級的頻率響應，并為整個電路提供一個 10Hz 的 3dB 點。另外，這一級的 DC 隔離防止可能在前一級已經(jīng)被放大的任何偏移再次被放大。如果不能在不同的級之間隔離 DC 信號，就有可能導致將放大器驅動到其軌電壓上，從而使測量結果無效。每個增益級之間都放置了一個濾波器，以防止 DC 信號通過，同時提供低端帶阻。

最后一級是一個簡單的負輸出放大器，具可調增益以補償組件值的變化。從這里開始，該電路分成了 3 個輸出級。最大帶寬直接來自一個跟隨器，從而避免了低通濾波，并在滿增益噪聲吞吐量情況下，提供 3MHz 的最大帶寬。第二個輸出采用了 1MHz 4 階巴特沃斯低通濾波器，最后一個輸出采用 100kHz 4 階巴特沃斯低通濾波器。所有這 3 個級都使用一個最終在 5Hz 的 DC 隔離 RC 濾波器。

組件選擇很重要

對任何電路而言，選擇正確的組件都很重要，但是談到超低噪聲測量時，選擇正確的組件甚至會更關鍵。噪聲放大器中最關鍵的點是輸入級，一旦確定了這第一級，很多困難也就變小了。用來直接在輸入端實現(xiàn) DC 隔離的 RC 濾波器必須仔細考慮。

電阻器的選擇沒有很多爭議，與薄膜電阻器相比，金屬薄膜電阻器用來確保低 1/f 噪聲。電容器則完全是另一回事，必須仔細考慮。在《應用指南 124》(Application Note 124) 中，使用了一種昂貴的液鉭電容器，以提供很低的 1/f 噪聲，這種電容器是手工挑選的，以選出低泄漏器件。在以低至 0.1Hz 頻率工作時，這些特性更加重要。針對寬帶噪聲采用 10Hz 低頻帶阻時，較低價格的電容器可以提供可接受的性能。大型多層陶瓷電容器是一種糟糕的選擇，因為它們本質上是一種壓電器件，任何機械振動會把信號注入到電路中，迅速地超過所測噪聲水平。此外，電壓系數(shù)基于穩(wěn)壓器輸出電壓引起拐角頻率變化，這個特性是不想要的。鉭和鋁電解質電容器價格不貴，也沒有電壓系數(shù)或機械敏感性問題。以前會考慮聚對苯二甲酸薄膜電容器等更加昂貴的電容器，但是低可用性、高成本和缺乏性能改進使這類電容器被排除在外了。

即使采用那些可能的選擇，電容器也確實顯示出必須仔細考慮的噪聲特性。大型多層陶瓷電容器能夠以低噪聲工作，但是已經(jīng)被排除在外，因為它們對機械振動敏感。鉭和鋁電解質電容器產(chǎn)生較高的噪聲 (見參考資料中 Sikula 等撰寫的文章，以了解進一步的信息)。最后選擇了標準鉭電容器，因為這類電容器價格合理、偏置電壓特性良好而且對物理振動不起反應。多個電容器并聯(lián)可獲得所需電壓額定值和凈電容，同時還可降低這些電容器導致的噪聲。

出于類似原因，第一個增益級構件和第二個增益級構件之間的隔離 / 濾波也選擇用鉭電容器實現(xiàn)。盡管使用鉭電容器后，第一級的增益會導致噪聲被放大，但是人們發(fā)現(xiàn)，陶瓷電容器的壓電響應產(chǎn)生的信號超出了可接受水平。

幾乎任何類型的電容器都適合最后的輸出隔離 / 濾波網(wǎng)絡，這里選擇了陶瓷電容器。被放大并與電容器壓電響應有關的噪聲現(xiàn)在足夠大，缺少 DC 偏移意味著電容器接近其預期值。第一增益級中的補償電容器以及巴特沃斯濾波器中使用的電容器是 C0G、NPO 或聚對苯二甲酸電容器，因為這類電容器的電介質沒有或有很小的壓電效應或 DC 偏置漂移。

怎樣給電路本身供電是最后一個重要決定。人們選擇用堿性電池作電源，這樣就可為所有級提供噪聲最小的電源，并防止設備中可能存在的地環(huán)路導致測量結果不準確。我們必須記住，這里采用的所有電路都不具備無限大的電源抑制能力，電源上的任何噪聲都可以到達輸出，并有可能影響測量結果。在選擇用任何基于電網(wǎng)的電源供電時，要仔細考慮這些因素。

實際的電路限制

放大器有一些實際限制是不能忽視的。如果電路提供 80dB 增益，那么輸入端的 100µVP-P 信號在輸出端將變成 1VP-P。用 ±4.5V 電源供電決定了輸出信號幅度低于 ±3.5V。因此，輸入不能接受總幅度超過 ±350µV 的信號，否則信號保真度就無法保證。就高斯 (Gaussian) 噪聲而言，預計最差情況的波峰因數(shù)為 10，那么用這個電路可測得的最大值僅為 70µVRMS。

從這里看出，確保鉭電容器正確偏置也很重要。就輸入隔離電容器而言，三極管幾乎在地電位上工作，因此正輸出電壓穩(wěn)壓器要求將電容器的正極連至穩(wěn)壓器輸出。相反，測量負的輸出電壓時，電容器要反過來連接。就第一級和第二級之間的 DC 隔離和濾波而言，電容器的負端應該連至第一級。三極管的基極電流通過 499Ω 電阻器將其基極電壓拉至略負，這個略負的電壓通過第一級的 25 倍增益進一步放大，因此要求電容器這樣取向。

校準、驗證和測量

一旦電路搭建完成，就需要驗證增益和輸入?yún)⒖荚肼?。為了校準增益，?60dB 衰減 把來自函數(shù)發(fā)生器的信號降至能夠避免放大器輸出以軌電壓運行的水平。在 1kHz 中頻段頻率時，100mVP-P 從函數(shù)發(fā)生器進入衰減器，調整最后的增益級中的電位器，以在輸出端提供 1VP-P。在 10Hz 至 1MHz 范圍來回調節(jié)頻率，以驗證增益在想要的帶寬內是平坦的。

增益和頻率響應的驗證是用網(wǎng)絡分析儀進行的?；鶞市盘柾ㄟ^ 60dB 衰減器饋送給放大器輸入。3 個獨立的輸出作為測試點連接，并掃過整個頻率范圍。圖 3 顯示 3 個輸出中每一個的增益隨頻率的變化，突出顯示了卓越的平坦度和恰當?shù)墓战穷l率。

圖 3：圖 1 電路的增益。濾波器響應顯示，在想要的拐角頻率處有陡峭的滾降。

為了驗證輸入?yún)⒖荚肼?，將放大器輸入短接至地，測量輸出端的噪聲。測量直接用 RMS 電壓表或示波器進行。噪聲頻譜密度用頻譜分析儀觀看。所測得的寬帶輸出噪聲頻譜密度 (如圖 4 所示) 有 1/f 噪聲，拐角頻率為 200Hz，在 200Hz 至 1MHz 范圍內呈現(xiàn) 5µV/√Hz 白噪聲特性。用 80dB 增益除以這個噪聲數(shù)值，得出輸入?yún)⒖荚肼暿?500pV/√Hz，略高于目標值。即使有 1/f 分量，這一數(shù)值也相當于在 10Hz 至 100kHz 帶寬內有 0.15µVRMS，這個數(shù)值足夠低，可以有把握地在相同的帶寬上測量 1µVRMS。測量結果與示波器上測得的峰至峰值噪聲有良好的相關性，如圖 5 所示。

圖 4：輸入短接至地時放大器的噪聲頻譜密度顯示出有 1/f 分量。除以 80dB 電路增益，就可產(chǎn)生輸入?yún)⒖荚肼暋?/p>

圖 5：輸入短接至地時的峰至峰值放大器噪聲 (100kHz 范圍) 與噪聲頻譜密度相關。

測量仍然不是一項簡單的任務

在這個電路的設計和測試期間，出現(xiàn)了幾種不太明顯的影響，這顯示出測量超低噪聲的難度。將輸入短接至地并將輸出連至示波器，揭示出很多用 RMS 電壓表或頻譜分析儀看不到的信息。用陶瓷電容器進行輸入濾波和第二級濾波時，只用手指敲擊實驗臺就會產(chǎn)生很大的信號擺幅，從而顯示出陶瓷電容器的壓電特性。這使得人們轉而采用固鉭電容器。

還有一種明顯的影響是，待測噪聲如此之小，以至于需要不同尋常的測量方法，以確保得到可靠的測量結果。將放大器電路板放在型號較舊的示波器前面，就會顯示規(guī)則的 20kHz 信號 (就像示波器內有一個開關穩(wěn)壓器)，該信號的幅度大于輸入?yún)⒖荚肼??？拷鼘嶒炁_上的萬用表放置放大器電路板，就會產(chǎn)生一個很大的 60Hz 信號。圖 6 顯示，當放大器放置在加電示波器前面幾英寸的地方時，放大器是多么靈敏。在上述兩種情況下，將電路板從設備附近拿開，或者改變電路板的朝向，都會改變信號幅度，而關斷設備則會消除信號。在鉛筆末端纏繞幾個導線回路，將這連至函數(shù)發(fā)生器，以在不同頻率時作為小型天線使用。不出所料，電路板上的某些區(qū)域有一些電路回路與實驗臺設備中的電感器和變壓器發(fā)生了磁耦合。為此進行了一些布局改進，以幫助最大限度減少回路，不過顯而易見的是，需要外部屏蔽。

圖 6：輸入短接至地和靠近示波器時，所顯示的信號突出表明放大器電路板對磁場的靈敏度。

屏蔽盒結構

圖 7 和圖 8 顯示了用來放置噪聲放大器電路板的屏蔽盒之內部結構。放大器電路板與 6 節(jié) D 號堿性電池一起放置在屏蔽盒內，該屏蔽盒是用 0.050" 厚的 Mu Metal 做成的，以針對低頻磁場提供良好的屏蔽效果。然后，將這屏蔽盒放入一個由 2 盎司覆銅板做成的盒子中，兩個盒子之間留出 1/2’’ 空隙，之所以選擇覆銅板，是要針對較高頻率提供良好的屏蔽效果。最后，將這兩個盒子放入一個不銹鋼盒 (一個再利用的餅干盒) 中，以針對磁場提供一定程度的初始屏蔽，盒間依然留出 1/2’’ 空隙。各個盒之間的 1/2’’ 空氣隙幫助衰減磁場。附錄 A “用于磁場屏蔽的材料”一文探討了對低頻磁場屏蔽有用的材料。

圖 7：屏蔽盒結構 (不銹鋼盒內套銅板盒再內套 Mu Metal 盒) 以衰減磁場。

圖 8：詳細的屏蔽盒結構。請注意，僅輸入同軸纜屏蔽層連至金屬屏蔽盒，以防止產(chǎn)生地回路。

關于屏蔽盒的構造，需要提及幾個重要的方面。內部放大器電路板用同軸電纜將信號從電路板送出來，送到輸入和輸出 BNC 連接器。不過，必須注意同軸纜屏蔽層的連接。僅輸入屏蔽層連至電路板的地平面和最外層的不銹鋼盒。輸入和輸出 BNC 屏蔽層都連至不銹鋼盒，同時輸入和輸出端的同軸纜屏蔽層都連至電路板地。如果輸出屏蔽層也連至不銹鋼盒，那么就會形成一個地回路，這可能會增強雜散磁場。每一層屏蔽盒都通過金屬螺釘和支架與其外面一層屏蔽盒實現(xiàn)電氣連接，放大器電路板用阻焊層隔離。這樣一來，無需在內部連至放大器電路板的地平面，就可以實現(xiàn)屏蔽盒之間的連接，這樣就不會產(chǎn)生可能的回路。最后，不銹鋼本身可以增大衰減：不銹鋼盒體與盒蓋的內外邊緣經(jīng)過打磨，以清除裝飾漆和保護層，確保盒體與盒蓋之間有良好的電氣接觸。

值得一提的是，即使所有聯(lián)注放在屏蔽電路上，但是電壓頻率場依然足夠強以直接影響噪聲曲線，如圖 4 所示。幸運的是，屏蔽足夠有效，能夠最大限度減小這些場產(chǎn)生的信號。即便如此，在進行測量時，人們還是應該充分意識到與電路相互影響的各種場的潛力。

測量穩(wěn)壓器輸出噪聲

一旦放大器檢查和校準完畢，就進行實際噪聲測量。要想準確測量線性穩(wěn)壓器的輸出噪聲并獲得反映真實情況的結果，就要格外注意 DUT 屏蔽、組件選擇、布局和電纜管理。圖 9 顯示了用來測試一個線性穩(wěn)壓器的配置，突出顯示了用來避免磁場干擾測量結果的結構和屏蔽方法。在任何給定時間只有一個儀器連接以排除破壞測量的接地回路。

圖 9：進行噪聲測量的實驗臺配置。屏蔽盒中放置了噪聲放大器。由于線性穩(wěn)壓器具備低輸出阻抗，所以沒有必要屏蔽，但是磁場仍然有可能影響輸出。

選擇用電池作為電源給線性穩(wěn)壓器供電的理由與選擇用電池給放大器供電是相同的，目的是測量線性穩(wěn)壓器的噪聲，而不是確定電源抑制特性。穩(wěn)壓器不需要屏蔽，因為穩(wěn)壓器具備低輸出阻抗，因此非常不容易受到低頻磁場的影響。連接穩(wěn)壓器輸出和噪聲放大器時，需要使用短的桶形連接器，因為長的軟電纜由于靜電效應會引入誤差。

放大器輸出直接饋送到示波器中，以測量峰至峰值噪聲。如圖 10 所示，LT3042 的峰至峰值噪聲為 4µVP-P。同一穩(wěn)壓器的頻譜分析儀曲線 (如圖 11 所示) 顯示了在不同 SET 引腳電容時產(chǎn)生的噪聲。10Hz 至 100kHz RMS 噪聲作為 SET 引腳電容的函數(shù)顯示在圖 12 中。

圖 10：LT3042 在 10Hz 至 100kHz 帶寬上的噪聲。RMS 噪聲為 0.8μVRMS。

圖 11：噪聲頻譜密度曲線顯示了 LT3042 的 SET 引腳電容增大的影響

圖 12：在 10Hz 至 100kHz 帶寬上，SET 引腳電容增大，RMS 噪聲降低。

測量 RMS 噪聲要求更加仔細地選擇儀器。并不是所有 RMS 電壓表都“生而平等”，請查閱摘自《應用指南 83》(Application Note 83) 文章 “Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators” (低壓差穩(wěn)壓器的低噪聲性能驗證) 中附錄 C 的 “UNDERSTANDING AND SELECTING RMS VOLTMETERS”(了解和選擇 RMS 電壓表)，以了解有關 RMS 電壓表的種類以及各種電壓表性能的信息。這份附錄列出了很多不同的 RMS 電壓表，并突出說明了為什么有些電壓表有很大誤差，因而導致測量結果比實際情況更加樂觀的問題。

測量穩(wěn)壓器電源抑制

與噪聲測量同等重要

線性穩(wěn)壓器的電源抑制與輸出電壓噪聲同樣至關重要。如果電源抑制性能不佳，即使噪聲最低的穩(wěn)壓器也會使不想要的信號通過，到達輸出，這樣的信號到達輸出后可能淹沒穩(wěn)壓器的噪聲。人們常常使用開關穩(wěn)壓器作為預穩(wěn)壓器，以提供效率、噪聲、瞬態(tài)響應和輸出阻抗的最佳組合。

大多數(shù)最先進的開關穩(wěn)壓器都在 100kHz 至 4MHz 頻率范圍內工作。即使采用 ESR 最低的電容器，開關穩(wěn)壓器能量傳送的脈沖性也會導致在開關頻率上出現(xiàn)輸出電壓紋波。在噪聲敏感的視頻、通信以及其他類型的電路中，這些紋波信號會引起問題。凌力爾特 2005 年 7 月發(fā)布了《應用指南 101》(Application Note 101)，題為“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”(最大限度降低開關穩(wěn)壓器信號在線性穩(wěn)壓器輸出中的殘留)，文中已經(jīng)探討了這個問題。

凌力爾特最近推出的線性穩(wěn)壓器之電源抑制為 80dB 及更大范圍。LT3042 在某些頻率上電源抑制接近 120dB。為了測試電源抑制，輸入必須保持在足夠低的幅度，以確保測試的是穩(wěn)壓器的小信號響應而不是大信號響應，當然信號也必須足夠大，以在輸出端提供可測量的信號。此外，疊加了 AC 信號的輸入 DC 信號一定不能使穩(wěn)壓器產(chǎn)生壓差或進入其他不想進入的工作區(qū)。

驅動 DUT

測試穩(wěn)壓器電源抑制性能時，第一件必做之事就是提供一個將受到抑制的信號。這可不是僅將頻率發(fā)生器連接到穩(wěn)壓器上而已，而是復雜得多。AC 信號必須疊加在 DC 偏移之上，并能夠在加載情況下提供所需電流。

Jim Williams 開發(fā)了用來實現(xiàn)這一目的的電路，如圖 13 所示。在這個電路中，DC 基準電壓由 A2 產(chǎn)生，并在 A1 的負輸入端與 AC 信號疊加。A1 輸出驅動達林頓連接的三極管，而三極管與鎮(zhèn)流電阻器連接，可把這些電路組并聯(lián)以提供高達 5A 的輸出電流。

圖 13：驅動器電路板使 AC 和 DC 電壓相加，以在頻率直至 10MHz 時提供數(shù)安培電流。

將這個電路連接到 DUT 時，需要提到的一個主要說明是：穩(wěn)壓器不應該使用輸入電容。第一個原因是，該電路沒有為驅動電容性負載而優(yōu)化，可能產(chǎn)生振蕩。第二個原因是，這個電路不能吸取電流，必須有負載存在以給輸入電容器放電，尤其是在頻率增大時。在 10MHz 跨一個 1µF 電容器提供一個 50mVP-P 正弦信號時，需要超過 3A 充電和放電電流，以防止信號失真。如果在小輸出電流 (低于 100mA) 時進行測量，那么就要預加載，以確保提供給穩(wěn)壓器的信號保真度。

未雨綢繆

當穩(wěn)壓器具備很高的電源抑制時，就必須仔細考慮儀器的細節(jié)問題。如果穩(wěn)壓器提供 100dB 電源抑制，那么 50mVP-P 輸入信號在輸出端就被降至 0.5µVP-P?？梢蕴岣咻斎胄盘柗?，但在某些點上將發(fā)生從小信號響應向大信號響應的轉變。

就一個具備很高電源抑制的穩(wěn)壓器而言，輸出信號的小幅度可與該器件的噪聲幅度相比，或者比器件的噪聲幅度還小。這建議我們應該像放大噪聲一樣地放大信號，以能夠進行準確測量。即使這么做了，輸出信號也常常被噪聲淹沒。幸運的是，新式示波器提供求取平均值的功能，使人們能夠從噪聲中抽取出信號。隨機噪聲的平均值為零。輸入信號提供所需的觸發(fā)信號。

無論信號是否被放大，測量電源抑制時，還可能出現(xiàn)其他一些問題。輸入和輸出信號必須同時測量，人們需要知道輸入和輸出幅度，以確定該器件的抑制性能。測量配置的方框圖如圖 14 所示。

圖 14：電源抑制測量配置的方框圖顯示了地回路。將單端放大器轉換成差分放大器可解決地回路問題。

值得一提的是，在這個方框圖中，存在可能破壞測量結果的地回路。第一個地回路是通過兩個示波器通道的公共地形成的。這個地回路從信號放大器中通過，回路中的任何信號都會破壞電源抑制測量結果，使測量結果不能反映實際性能。對這個問題的解決辦法是，將信號放大器從單端電路變成全差分電路。這么做了以后，兩個回路都被斷開了，這樣就保證了測量保真度。第二個地回路 (圖 14 中沒有顯示) 通過 AC 線路地到達第一個示波器通道。這個回路對誤差貢獻最小，因為相比之下所有信號都是大信號。

用簡單放大器實現(xiàn)差分輸入

一個簡單放大器如圖 15 所示。這個放大器在輸入端使用了全差分增益級，增益為 40dB，其后是一個差分至單端轉換器，提供另外 20dB 增益。每個輸入端都有一個 200Hz 高通濾波器以隔離 DC。之所以選擇 LTC6409，是因為該器件提供很大的 10GHz 增益帶寬積。第二級由 LT1818 組成，配置為一個差分至單端轉換器，增益為 20dB。

圖 15：簡單的差分至單端放大器提供 60dB 增益

這個放大器組合的輸入?yún)⒖荚肼曔\行大約 1.4nV/√Hz，這意味著我們預期應該測得低于 2.2µVP-P 的噪聲。同時，我們預期穩(wěn)壓器本身有 4µVP-P 噪聲。我們預期在穩(wěn)壓器輸出端有 0.5µVP-P 信號，與該信號相比，這個噪聲完全淹沒了我們試圖測量的信號。不過，惟一的可取之處是噪聲的隨機性，噪聲的平均值為零：使用具備存儲器的新式示波器求取平均值后，就可得到隱藏在噪聲中的信號。

改進差分放大器

極高性能線性穩(wěn)壓器測量變得更加棘手。輸出信號僅獲得 60dB 增益時，0.5µVP-P 信號就變成了 0.5mVP-P。這么小的幅度已經(jīng)接近很多高端示波器 1X 探頭的測量門限了。將線性穩(wěn)壓器輸入幅度提高 10 倍，會增加空間，但是如果穩(wěn)壓器抑制再增加 20dB，那么問題就會再次出現(xiàn)。

圖 16 顯示了怎樣實現(xiàn)更高性能的放大器。該放大器基于圖 2 所示噪聲放大器和圖 15 所示差分至單端放大器。現(xiàn)在，每一級所用的 LT1818 換成了 LT1994 差分放大器，LT1994 向差分三極對管反饋信號，三極對管仍然由 THAT300 三極管陣列組成。第二個差分增益級由另一個 LT1994 組成，之后通過第一個 LT6232 轉換成單端測量電路。面向高通和巴特沃斯濾波器的后續(xù)各級與圖 2 中相同。電路響應的校準和驗證與低噪聲放大器相同。

圖 16：改進的放大器提供差分輸入和 80dB 增益

測量電源抑制的配置如圖 17 所示。所測得的 LT3042 穩(wěn)壓器的電源抑制如圖 18 所示。值得一提的是，該穩(wěn)壓器的電源抑制在 100Hz 時接近 120dB。在示波器上驗證這個測量結果要求改進的放大器提供 80dB 增益。

圖 17：測量電源抑制的配置。下方左邊是驅動器電路板和 DUT，下方右邊是放大器電路板。電源和信號源未顯示。

圖 18：LT3042 的電源抑制曲線顯示，在接近 4MHz 頻率時，性能 >70dB。

其他測量方法

還可用其他方法和設備進行電源抑制測量。鎖定的放大器用基準信號在想要的頻率上提供同步檢測，以幫助測量小信號。網(wǎng)絡分析儀還提供一個掃頻振蕩器，同時提供帶通功能，以測量輸入和輸出幅度，并計算電路的抑制性能。這些方法提供有效的測量結果，但是人們仍然需要謹慎對待電路連接并驗證測量結果。在示波器上檢查輸入和輸出信號是必做之事，信號幅度和波形會指明，所測試的穩(wěn)壓器是否被驅動進入了壓差狀態(tài)，或者小信號響應是否已讓位于大信號響應。

陷阱

與測量噪聲類似，測量電源抑制時，也有一些陷阱可能導致人們誤入歧途。對電路接地需要嚴加注意，使用星形接地方式很重要。測量電源抑制時所看到的某些影響，實際上似乎是反直覺的。

迄今為止，可靠的設計始終會在線性穩(wěn)壓器的輸入端包括一些電容，以保持電源阻抗在整個頻率范圍內盡可能低。如果器件提供足夠高的電源抑制，那么實際上有可能增大輸出紋波。

考慮一個如圖 19 所示的電路，其中 LT3042 對 LT8614 Silent Switcher® 穩(wěn)壓器進行后穩(wěn)壓。在 500kHz 開關頻率上，LT8614 通過兩三英寸長的銅質電路板走線，向 LT3042 輸入端提供約 20mVP-P 紋波。在 LT8614 使用僅 22µF 的輸出電容器時，線性穩(wěn)壓器的輸出紋波僅為幾 µVP-P。當 LT3042 輸入端增加一個 4.7µF 電容器時，輸出紋波增大到約 75µVP-P，如圖 20 所示。應該提到的是，就這些照片而言，帶寬限制在 20MHz，因為目的是顯示開關頻率上的紋波，而不是高頻邊沿尖峰。

圖 19：用 LT3042 對 LT8614 Silent Switcher 穩(wěn)壓器進行后穩(wěn)壓。

(a) 在 LT3042 輸入端無需任何電容器

(b) 在 LT3042 輸入端有 4.7μF 電容器。

圖 20：LT3042 對 LT8614 Silent Switcher 穩(wěn)壓器進行后穩(wěn)壓 。兩張照片都是帶寬受限的，以忽略高頻尖峰。

增加輸入電容是怎樣降低穩(wěn)壓器電源抑制的? 答案與 LT3042 性能無關，而與電路板布局有關。LT3042 提供卓越和具備以電氣方式抑制輸入電源信號的能力。迄今為止，能否抑制這些信號一直是限制因素?，F(xiàn)在，磁場成了罪魁禍首。

為了更好地理解這一點，圖 21 所示原理圖用一條綠色的實線突出顯示了 DC-DC 轉換器的一條 AC 電流通路。如果 LT3042 的輸入端有電容，那么 AC 電流也流過綠色虛線顯示的通路。LT3042 的輸入在所關注的頻率上呈現(xiàn)高阻抗特性，因此無 AC 電流流入 LT3042。

圖 21：本原理圖突出顯示了 DC-DC 轉換器的 AC 電流回路和一些易受磁耦合影響 (附錄 B 的圖 B1) 的通路。組合使用鐵氧體珠、屏蔽以及調節(jié)物理距離的方法，以最大限度減小高頻尖峰 (附錄 B 的圖 B2)。電路板結構來自附錄 B 的圖 B。

AC 電流產(chǎn)生磁場，該磁場將在附近的其他回路中引起電流，在變壓器中，繞組以同樣的方式耦合。在圖 21 中，兩個所關注的回路用藍色和紅色顯示。藍色回路由 CSET 和 RSET 形成，在誤差放大器輸入端產(chǎn)生紋波。由于 LT3042 的單位增益架構，這個紋波被一直傳送到輸出端。紅色回路由輸出電容器和回看進穩(wěn)壓器的阻抗 (以及附近的負載組件) 直接在穩(wěn)壓器輸出端產(chǎn)生紋波。

與直覺相反，去掉 LT3042 輸入端的電容會降低輸出紋波。考慮到這不是信號的電饋通，而是磁場耦合，所以人們在設計電路板時，必須考慮距離、屏蔽和回路方向。場強與距離和回路面積有關，最大限度減小回路面積 (不是靠采用輸入電容器) 和最大限度延長距離 (僅通過使用 DC-DC 轉換器輸出電容) 限制了加到敏感回路上的電流。

這表明，之前決定在信號驅動器電路板的輸出端或穩(wěn)壓器輸入端不使用電容器是明智的。如果在穩(wěn)壓器輸入使用電容器，就增加了一個回路，從而會產(chǎn)生磁場，該磁場耦合進輸出并導致錯誤的測量結果。穩(wěn)壓器電源抑制看起來會比實際情況差得多。

使用開關穩(wěn)壓器時遇到的另一個問題是，不僅要去掉開關頻率紋波，還要去掉與開關邊沿有關的尖峰。有些電路的開關邊沿僅在幾納秒時間內就過渡完畢，從而產(chǎn)生數(shù)百 MHz 頻率分量。這些頻率無法用簡單的線性穩(wěn)壓器消除。走線電容和磁耦合等寄生效應使得這些尖峰難以降低。請參閱凌力爾特《應用指南 101》(Application Note 101)“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”(最大限度降低開關穩(wěn)壓器信號在線性穩(wěn)壓器輸出中的殘留)，以及附錄 B “控制高頻開關尖峰”，以獲得進一步的信息。

結論

LT3042 等線性穩(wěn)壓器具備很高的性能，為敏感系統(tǒng)提供了噪聲極低的電源軌。驗證這類器件的 DC 性能通常不是很棘手的任務。而在性能如此之高的情況下，諸如噪聲、電源抑制等關鍵參數(shù)不那么容易測量。就連測量電路、連接、電路板布局和設備中最不引人注意的細節(jié)都要格外注意。一度可能被忽視的微小誤差 (與待測信號相比) 現(xiàn)在卻成了一階誤差項。能夠提供高 PSRR 性能表明，信號不是通過器件本身而是通過磁耦合發(fā)送的。必須檢查每一個細節(jié)，以確保測量保真度，提供可靠的結果。

參考資料

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11. ZG-2 手冊，Magnetic Shield 公司。

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15. Kueck, Christian, “Power Supply Layout and EMI” (電源布局和 EMI), 凌力爾特公司《應用指南 139》(Application Note 139)，2012 年 10 月。

附錄 A

用于磁場屏蔽的材料

鋁盒和銅盒常用來實現(xiàn) RF 屏蔽，以防止不想要的信號進入敏感電路。這類屏蔽盒不會與磁場耦合，尤其是面對工作臺測試中所遇到的低頻時。薄的不銹鋼盒 (即使內裝銅盒或鋁盒) 不會使磁場得到足夠的衰減。人們需要的是一種具備很高磁導率的材料，必須使磁通線在電路周圍改變方向，而不是允許磁通線通過電路。常見方法是采用多層相互之間由空氣隙隔開的屏蔽材料。每一層都幫助衰減磁場強度，同時在層之間設置一定的距離以進一步降低場強。問題在于需要嘗試著考慮各種材料的磁導率以及確定充分屏蔽電路免受磁場影響所需的厚度和配置。簡單的不銹鋼盒會需要極厚的盒壁 (估計至少為 1/2’’ 厚)，以提供足夠的屏蔽。這會要求定制的焊接鋼盒，這種鋼盒一旦放置在實驗臺上，可能就永遠也不會挪動了，因為太重。視合金材料的不同而不同，鋼的相對磁導率在 400 至 2000 之間，而銅和鋁則非常接近 1。

具備極高磁導率的材料是實現(xiàn)屏蔽所需要的。Mu Metal 等高磁導率鎳合金在成型并經(jīng)過恰當退火后，具備 20,000 至 50,000 的相對磁導率。Mu Metal 供應商 Magnetic Shield 公司提供由 3 個嵌套圓筒形容器組成的測試箱，可以將敏感電路放入箱內，以避免磁耦合問題。這種測試箱很昂貴，不過卻是一種實現(xiàn)磁屏蔽的簡便解決方案。如果自己制作屏蔽盒沒什么問題，就可以購買 Mu Metal 板，按照自己的要求切割制作。建議使用較厚的板，以實現(xiàn)最佳屏蔽，避免材料飽和及磁場侵入問題。一定要注意，制作完成后，相對磁導率會下降，而且材料必須在富氫環(huán)境中恰當?shù)赝嘶稹?/p>

另一種可能的材料是無定形合金，稱為 Metglas。Metglas 不像 Mu Metal 那樣是大塊板形材料，可供切割和制作，而是兩英寸寬、0.8 密爾厚的帶狀材料。使用這種材料時，將其重疊纏繞在電路板上，重疊層數(shù)以足夠防止不想要的磁場進入電路板為準。磁場穿透的深度往往僅為材料中任何小孔直徑的一倍，Metglass 合金視類型不同而不同，比 Mu Metal 的相對磁導率高得多。我們嘗試使用了 Metglas 2705M，這種材料澆鑄完成后，無需在富氫環(huán)境中用特殊方法退火，就可提供 290,000 的相對磁導率。如果使用退火箱，那么 Metglas 2714A 提供高達 1,000,000 的相對磁導率。用 Metglas 實現(xiàn)屏蔽的問題在于 0.8 密爾的厚度，較薄的帶狀 Metglas 更易于飽和，需要多層纏繞才能實現(xiàn)有效屏蔽。

附錄 B

控制高頻開關尖峰

一些最新開關模式電源電路與其前幾代相比，開關轉換速度快得多。轉換速度提高有很多好處，例如效率提高、外部組件更小等。與這些快速轉換邊沿相伴而來的難題在于，需要最大限度減小加給及進入敏感電路的有關尖峰。

現(xiàn)在，開關轉換速度已經(jīng)提高，同時諧波分量頻率從數(shù)十 MHz 達到了接近 1GHz。RF 領域設計師將意識到處理這些信號的難處。在這么高的頻率上，組件寄生效應起主導作用，走線成了傳輸線，還出現(xiàn)了針對電路板周圍發(fā)送和接收能量的天線。高頻分量通過兩種方式注入線性穩(wěn)壓器輸出：傳導和磁耦合。在 RF 領域解決這個問題可以得到最好的效果。

傳導信號進入穩(wěn)壓器并到達穩(wěn)壓器輸出。線性穩(wěn)壓器本身不能主動抑制任何這類信號，穩(wěn)壓器的單位增益帶寬通常最大為 1MHz。穩(wěn)壓器從輸入到輸出有寄生電容，使高頻分量能夠通過寄生電容傳播。在這些頻率上，寄生電感和電阻減弱了輸出電容器的作用。

控制傳導尖峰的最佳方式是在穩(wěn)壓器輸入端使用鐵氧體珠。在穩(wěn)壓器工作頻率范圍內，鐵氧體珠提供低損耗通路。隨著頻率上升到超出這個范圍，鐵氧體珠阻抗提高，因此限制了高頻能量的通過。

像控制傳導通路一樣，控制輻射信號通路以避免輻射信號到達輸出也需要注意細節(jié)。鐵氧體珠不會阻止輻射能量耦合進穩(wěn)壓器輸出。屏蔽是一種好方法，有助于最大限度減少耦合進線性穩(wěn)壓器輸出的高頻輻射分量。此外，在受高頻信號影響的組件之間提供隔離可以降低場強。

考慮一下高頻信號進入輸出的兩條途徑，有助于為敏感電路設計出噪聲最小的電源。鐵氧體珠、屏蔽和距離相結合，將提供最佳的總體抑制。線性穩(wěn)壓器及其輸出電容器應該用恰當?shù)牟牧掀帘?，并放置在物理上距開關電源熱回路很遠的地方。線性穩(wěn)壓器的輸入電容器應該位于靠近開關電源的地方，而不是靠近線性穩(wěn)壓器。兩至 3 英寸的距離足夠減弱與通過電容器的 AC 電流有關的場。最后，鐵氧體珠應該放置在開關電源和穩(wěn)壓器之間。鐵氧體珠放在輸入電容器和穩(wěn)壓器之間沒有有害影響。圖 B1 顯示電路連接原理圖，圖 B2 突出顯示了詳細的結構信息。

圖 B1

INPUT FROM SWITCHING REGULATOR：來自開關穩(wěn)壓器的輸入

FERRITE BEAD：鐵氧體珠

KEEP 2’’ TO 3’’ AWAY FROM REGULATOR：與穩(wěn)壓器保持 2 英寸至 3 英寸的距離

SHIELD：屏蔽

CONNECT TO GROUND：接地

LINEAR REGULATOR：線性穩(wěn)壓器

TO SENSITIVE LOAD：至敏感負載

圖 B2

INPUT CAPACITOR：輸入電容器

FERRITE BEAD：鐵氧體珠

LINEAR REGULATOR：線性穩(wěn)壓器

SHIELD：屏蔽

OUTPUT CAPACITOR：輸出電容器