利用采樣保持放大器和RF ADC從根本上擴展帶寬以突破X波段頻率

摘要

模擬帶寬的重要性高于其他一切在越來越多的應用中得到體現。隨著GSPS或RF ADC的出現，奈奎斯特域在短短幾年內增長了10倍，達到多GHz范圍。這幫助上述應用進一步拓寬了視野，但為了達到X波段(12 GHz頻率)，仍然需要更多帶寬。在信號鏈中運用采樣保持放大器(THA)，可以從根本上擴展帶寬，使其遠遠超出ADC采樣帶寬，滿足苛刻高帶寬的應用的需求。本文將證明，針對RF市場開發(fā)的最新轉換器前增加一個THA，便可實現超過10 GHz帶寬。

簡介

GSPS轉換器是當下熱門，其優(yōu)勢在于既能縮短RF信號鏈，又能在FPGA中創(chuàng)建更多資源結構以供使用，例如：減少前端的下變頻以及后級的數字下變頻器(DDC)。但相當多的應用仍然需要高頻率的原始模擬帶寬(BW)，其遠遠超出了RF轉換器所能實現的水平。在此類應用中，特別是在國防與儀器儀表行業(yè)(無線基礎設施也一樣)，仍然有將帶寬完全擴展到10 GHz或以上的需求，覆蓋范圍超出C波段，越來越多的應用需要覆蓋到X波段。隨著高速ADC技術的進步，人們對GHz區(qū)域內高速精確地分辨超高中頻(IF)的需求也在提高，基帶奈奎斯特域已超過1 GHz并迅速攀升。這一說法到本文發(fā)表的時候可能即已過時，因為這方面的發(fā)展非常迅猛。

這帶來了兩大挑戰(zhàn)：一個是轉換器設計本身，另一個是將信號耦合到轉換器的前端設計，例如放大器、巴倫和PCB設計。轉換器性能越出色，就對前端信號質量要求更高。越來越多的應用要求使用分辨率在8到14位的高速GSPS轉換器，然而前端的信號質量成為了瓶頸-系統(tǒng)的短板決定了整個項目的指標。

本文定義的寬帶是指使用大于數百MHz的信號帶寬，其頻率范圍為DC附近至5 GHz-10 GHz區(qū)域。本文將討論寬帶THA或有源采樣網絡的使用，目的是實現直至無窮大的帶寬(抱歉，現在還沒有玩具總動員表情符號可用)，并著重介紹其背景理論，該理論支持擴展RF ADC的帶寬，而RF ADC單憑自身可能沒有此能力。最后，本文將說明一些考慮因素和優(yōu)化技術，以幫助設計人員實現超寬帶應用切實可行的寬帶解決方案。

打好基礎

對于雷達、儀器儀表和通信應用，高GSPS轉換器應用得非常廣泛，因為它能提供更寬的頻譜以擴展系統(tǒng)頻率范圍。然而，更寬的頻譜對ADC本身的內部采樣保持器提出了更多挑戰(zhàn)，因為它通常未針對超寬帶操作進行優(yōu)化，而且ADC一般帶寬有限，在這些更高模擬帶寬區(qū)域中其高頻線性度/SFDR會下降。

因此，在ADC前面使用單獨的THA來拓展模擬帶寬成為了一個理想的解決方案，如此便可在某一精確時刻對頻率非常高的模擬/RF輸入信號進行采樣。該過程通過一個低抖動采樣器實現信號采樣，并在更寬帶寬范圍內降低了ADC的動態(tài)線性度要求，因為采樣率RF模數轉換過程中保持不變。

這種方案帶來的好處顯而易見：模擬輸入帶寬從根本上得以擴展，高頻線性度顯著改善，并且與單獨的RF ADC性能相比，THA-ADC組件的高頻SNR得到改進。

THA特性及概述

ADI的THA系列產品可以在18 GHz帶寬范圍內提供精密信號采樣，在DC至超過10 GHz的輸入頻率范圍內具有9到10位線性度、1.05 mV噪聲和<70 fs的隨機孔徑抖動性能。該器件可以4 GSPS工作，動態(tài)范圍損失極小，具體型號包括HMC661和HMC1061。這些跟蹤保持放大器可用于擴展高速模數轉換和信號采集系統(tǒng)的帶寬和/或高頻線性度。

以單級THA HMC661為例，產生的輸出由兩段組成。在輸出波形(正差分時鐘電壓)的采樣模式間隔中，器件成為一個單位增益放大器，在輸入帶寬和輸出放大器帶寬的約束下，它將輸入信號復制到輸出級。在正時鐘到負時鐘躍遷時，器件以非常窄的采樣時間孔徑對輸入信號采樣，并且在負時鐘間隔內，將輸出保持在一個相對恒定的代表采樣時刻信號的值。配合ADC進行前端采樣時，常常優(yōu)先使用單級器件(ADI 同時法布里了兩級THA 的型號HMC1061)，原因是多數高速ADC已經在內部集成一個THA，其帶寬通常要小得多。因此，在ADC之前增加一個THA便構成一個復合雙級組件(或一個三級組件，如果使用的是雙級HMC1061)，THA在轉換器前面。采用同等技術和設計時，單級器件的線性度和噪聲性能通常優(yōu)于雙級器件，原因是單級器件的級數更少。所以，單級器件常常是配合高速ADC進行前端采樣的最佳選擇。

延遲映射THA和ADC

開發(fā)采樣保持器和ADC信號鏈的最困難任務之一，是在THA捕獲采樣事件的時刻與應將其移到ADC上以對該事件重新采樣的時刻之間設置適當的時序延遲。設置兩個高效采樣系統(tǒng)之間的理想時間差的過程被稱為延遲映射。

圖1.采樣保持拓撲結構：(1a)單列，(1b)雙列。

圖2.延遲映射電路。

在電路板上完成該過程可能冗長乏味，因為紙面分析可能不會考慮PCB板上時鐘走線傳播間隔造成的相應延遲，內部器件組延遲，ADC孔徑延遲，以及將時鐘分為兩個不同段所涉及到的相關電路(一條時鐘走線用于THA，另一條時鐘走線用于ADC)。設置THA和ADC之間延遲的一種方法是使用可變延遲線。這些器件可以是有源或無源的，目的是正確對準THA采樣過程的時間并將其交給ADC進行采樣。這保證了ADC對THA輸出波形的穩(wěn)定保持模式部分進行采樣，從而準確表示輸入信號。

如圖2所示，HMC856可用來啟動該延遲。它是一款5位QFN封裝，90 ps的固有延遲，步進為3 ps或25ps ，32位的高速延時器。它的缺點是要設定/遍歷每個延遲設置。要使能新的延遲設置，HMC856上的每個位/引腳都需要拉至負電壓。因此，通過焊接下拉電阻在32種組合中找到最佳延遲設置會是一項繁瑣的任務，為了解決這個問題，ADI使用串行控制的SPST開關和板外微處理器來幫助更快完成延遲設置過程。

為了獲得最佳延遲設置，將一個信號施加于THA和ADC組合，該信號應在ADC帶寬范圍之外。本例中，我們選擇一個約10 GHz的信號，并施加-6 dBFS的電平(在FFT顯示屏上捕獲)。延遲設置現在以二進制步進方式掃描，信號的電平和頻率保持恒定。在掃描過程中顯示并捕獲FFT，收集每個延遲設置對應的基波功率和無雜散動態(tài)范圍(SFDR)數值。

結果如圖3a所示，基波功率、SFDR和SNR將隨所應用的每個設置而變化。如圖所示，當把采樣位置放在更好的地方(THA將樣本送至ADC的過程之中)時，基波功率將處于最高水平，而SFDR應處于最佳性能(即最低)。圖3b為延遲映射掃描的放大視圖，延遲設定點為671，即延遲應該保持固定于此窗口/位置。請記住，延遲映射程序僅對系統(tǒng)的相關采樣頻率有效，如果設計需要不同的采樣時鐘，則需要重新掃描。本例中，采樣頻率為4 GHz，這是該信號鏈中使用的THA器件的最高采樣頻率。

圖3a.每個延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果。

圖3b.每個延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果(放大)。

針對大量原始模擬帶寬的前端設計

首先，如果應用的關鍵目標是處理10 GHz的帶寬，我們顯然應考慮RF方式。請注意，ADC仍然是電壓型器件，不會考慮功率。這種情況下，“匹配”這個詞應該謹慎使用。我們發(fā)現，讓一個轉換器前端在每個頻率都與100 MSPS轉換器匹配幾乎是不可能的;高頻率帶寬的RF ADC不會有太大的不同，但挑戰(zhàn)依舊。術語“匹配”應表示在前端設計中能產生最佳結果的優(yōu)化。這是一個無所不包的術語，其中，輸入阻抗、交流性能(SNR/SFDR)、信號驅動強度或輸入驅動、帶寬以及通帶平坦度，這些指標都能產生該特定應用的最佳結果。

最終，這些參數共同定義了系統(tǒng)應用的匹配性能。開始寬帶前端設計時，布局可能是關鍵，同時應當最大限度地減少器件數量，以降低兩個相鄰IC之間的損耗。為了達到最佳性能，這兩方面均非常重要。將模擬輸入網絡連接在一起時務必小心。走線長度以及匹配是最重要的，還應盡量減少過孔數量，如圖4所示。

圖4.THA和ADC布局

圖5.THA和ADC前端網絡及信號鏈。

信號通過差分模式連接到THA輸入(我們同時是也提供單端射頻信號輸入的參考設計鏈路)，形成單一前端網絡。為了最大限度地減少過孔數量和總長度，我們在這里特別小心，讓過孔不經過這兩條模擬輸入路徑，并且?guī)椭窒呔€連接中的任何線腳。

最終的設計相當簡單，只需要注意幾點，如圖5所示。所使用的0.01 μF電容是寬帶類型，有助于在較寬頻率范圍內保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 μF電容無法提供平坦的阻抗響應，通常會在通帶平坦度響應中引起較多紋波。THA輸出端和ADC輸入端的5Ω和10Ω串聯電阻，有助于減少THA輸出的峰化，并最大限度地降低ADC自身內部采樣電容網絡的殘余電荷注入造成的失真。然而，這些值需要謹慎地選擇，否則會增加信號衰減并迫使THA提高驅動強度，或者設計可能無法利用ADC的全部量程。

最后討論差分分流端接。當將兩個或更多轉換器連接在一起時，這點至關重要。通常，輕型負載(例如輸入端有1 kΩ負載)有助于保持線性并牽制混響頻率。分流器的120 Ω分流負載也有此作用，但會產生更多實際負載，本例中為50 Ω，這正是THA希望看到并進行優(yōu)化的負載。

現在看結果!檢查圖6中的信噪比或SNR，可以看出在15 GHz范圍上可以實現8位的ENOB(有效位數)。這是相當不錯的，想想對于相同性能的13 GHz示波器，您可能支付了12萬美元。當頻率向L、S、C和X波段移動時，集成帶寬(即噪聲)和抖動限制開始變得顯著，因此我們看到性能出現滾降。

還應注意，為了保持THA和ADC之間的電平恒定，ADC的滿量程輸入通過SPI寄存器內部更改為1.0 V p-p。這有助于將THA保持在線性區(qū)域內，因為其最大輸出為1.0 V p-p差分。

圖6.–6 dBFS時的SNRFS/SFDR性能結果。

同時顯示了線性度結果或SFRD。這里，到8 GHz為止的線性度超過50 dBc，到10 GHz為止的線性度超過40 dBc。為在如此寬的頻率范圍上達到最佳線性度，此處的設計利用AD9689模擬輸入緩沖電流設置特性進行了優(yōu)化(通過SPI控制寄存器)。

圖7顯示了通帶平坦度，證明在RF ADC之前增加一個THA可以實現10 GHz的帶寬，從而充分擴展AD9689的模擬帶寬。

圖7.THA和ADC網絡及信號鏈——帶寬結果。

結語

對于那些需要在多GHz模擬帶寬上實現最佳性能的應用，THA幾乎是必不可少的，至少目前是如此!RF ADC正在迅速趕上。很容易明白，在對較寬帶寬進行采樣以覆蓋多個目標頻帶時，GSPS轉換器在理論上具有易用性優(yōu)勢，可以消除前端RF帶上的一個或多個向下混頻級。但是，實現更高范圍的帶寬可能會帶來設計挑戰(zhàn)和維護問題。

在系統(tǒng)中使用THA時，應確保采樣點的位置在THA和ADC之間進行了優(yōu)化。使用本文所述的延遲映射程序將產生總體上最佳的性能結果。了解程序是乏味的，但是非常重要。最后應記住，匹配前端實際上意味在應用的給定一組性能需求下實現最佳性能。在X波段頻率進行采樣時，樂高式方法(簡單地將50 Ω阻抗模塊連接在一起)可能不是最好的方法。

參考文獻

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致謝

作者要感謝HMC661和HMC1061 THA的設計者Mike Hoskins提供背景知識，以及Chas Frick和John Jefferson在實驗室中編寫和運行大部分數據。