基于TOPSwitch的反激變流器反饋電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)
關(guān)鍵詞：?jiǎn)纹_(kāi)關(guān)電源；反激；反饋：傳遞函數(shù)
0 引言
近年來(lái)，中小功率的開(kāi)關(guān)電源向著單片集成化的方向發(fā)展。1997年，美國(guó)功率集成公司(Power Integration Inc，簡(jiǎn)稱(chēng)PI公司)推出三端單片電源TOPSwitch-II系列。該系列產(chǎn)品將MOSFET和控制電路集成在一起，不僅提高了電源效率，而且使電源的體積和重量大為減小。
由于TOP系列單片電源的集成度很高，外圍電路十分簡(jiǎn)單，本文在試驗(yàn)的基礎(chǔ)上分析并改進(jìn)了反饋網(wǎng)絡(luò)，驗(yàn)證了其對(duì)電路性能提高的有效性。
1 TOPSwitch開(kāi)關(guān)電源反饋電路設(shè)計(jì)
TOPSWitch的外圍電路主要分為輸入整流濾波電路、鉗位保護(hù)電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路和反饋電路5部分。其中前4部分電路設(shè)汁可以在PI公司的網(wǎng)站上找到專(zhuān)用的設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行計(jì)算，電路的參數(shù)和器件型號(hào)都能滿(mǎn)足TOPSwitch開(kāi)關(guān)電源的需要。
至于反饋電路，由于PI公司沒(méi)有專(zhuān)用的工具，所以必須根據(jù)電路的實(shí)際情況進(jìn)行設(shè)計(jì)。單片開(kāi)關(guān)電源的反饋形式雖然有很多，但可以歸結(jié)為圖1所示的4種基本形式。其中圖1(a)為基本反饋電路，電路簡(jiǎn)單但穩(wěn)壓性能較差，負(fù)載調(diào)整率只能達(dá)到S1=±5％；圖1(b)為改進(jìn)型反饋電路，增加了一只穩(wěn)壓管D5，可以使S1改善到±2％；圖1(c)為帶穩(wěn)壓管的光耦反饋電路，相當(dāng)于給TOPSwitch增加一級(jí)外部誤差放大器，再與內(nèi)部誤差放大器配合使用，可以對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)整，S1可到達(dá)±1％；圖1(d)為帶TL431的光耦反饋電路，用三端線(xiàn)性穩(wěn)壓管代替圖l(c)中的穩(wěn)壓管D5，從而對(duì)輸出電壓進(jìn)行精細(xì)調(diào)整，S1=±O.2％。
設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，一般根據(jù)實(shí)際技術(shù)要求選擇合適的反饋電路，本文就圖l(d)的反饋形式進(jìn)行分析。并給出較為實(shí)用的電路結(jié)構(gòu)，圖2是應(yīng)用TOP224及精密反饋電路構(gòu)成的反激變流器，交流通用輸入(85~265V)，多路輸出，要求主輸出電壓紋波在0．5％以?xún)?nèi)，負(fù)載調(diào)整率S1=±0.2％。
對(duì)于圖2電路，主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值。電路利用輸出電壓與T1431構(gòu)成的誤差比較器，通過(guò)光耦PC817線(xiàn)性關(guān)系的電流變化控制TOPSwitch的Ic，從而改變PWM寬度，達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關(guān)系，如圖3所示。
為使PWM線(xiàn)性調(diào)節(jié)，控制腳電流Ir應(yīng)在2~6mA之間，而Ic是受光耦二極管電流If控制的，由于光耦PC817是線(xiàn)性光耦，二極管正向電流If在3mA左右時(shí)，三極管的集射電流Ice在4mA左右，而且集射電壓Vce在很寬的范圍內(nèi)線(xiàn)性變化。因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA。
從TL431的技術(shù)參數(shù)知，Vka在2.5~37V變化時(shí)，Ika可以在1~100mA內(nèi)大范圍變化，一般選20mA即可，既可以穩(wěn)定工作，又能提供一部分死負(fù)載。
由以上分析，可以得到一組關(guān)系式，有
式中：Vf是PC817二極管壓降；
VR是TL43l參考端電壓；
Vc是輸出電壓。
根據(jù)以上計(jì)算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
使用以上參數(shù)構(gòu)成的反激變流器，由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理，使得輸出電壓紋波較大，達(dá)到150mV(=3％)，所以必須對(duì)控制電路進(jìn)行改進(jìn)，進(jìn)一步提高控制環(huán)路的增益和帶寬，改善電路的瞬態(tài)響應(yīng)，以降低輸出紋波。
TOPSwitch的控制函數(shù)有兩個(gè)極點(diǎn)，第一個(gè)極點(diǎn)頻率為7kHz，它是由內(nèi)部阻容元件構(gòu)成的低通濾波器決定的，其截止頻率為7kHz，能濾掉開(kāi)關(guān)噪聲電壓，而對(duì)誤差電壓只產(chǎn)生很小的相移。第二個(gè)極點(diǎn)頻率為1.7kHz，是由自動(dòng)重啟動(dòng)電容C8(47μF)和控制端動(dòng)態(tài)阻抗Zc決定的，該極點(diǎn)適用于開(kāi)關(guān)電源在不連續(xù)模式且占空比D<50％情況下。
反激變流器的控制框圖如圖4所示。在設(shè)計(jì)反饋網(wǎng)絡(luò)前，假設(shè)PC817的電流傳輸比CTR=100％，而且因?yàn)門(mén)OPSwitch的控制是電流模式，所以PC817構(gòu)成的傳遞環(huán)節(jié)不影響整個(gè)系統(tǒng)的頻率響向應(yīng)，令Kea=1，并且所有設(shè)計(jì)采樣點(diǎn)在輸出的小LC濾波環(huán)節(jié)之前。此時(shí)，開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為V1為
V1折算到低壓側(cè)的原邊直流電壓；
RL為負(fù)載電阻；
L為高頻變壓器次級(jí)電感。
代入電路參數(shù)得
TOPSwitch的開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz，為了避免其引起過(guò)多的相移，一般取帶寬為其頻率的l／4一1／5，我們?nèi)?／5為20kHz。則此時(shí)的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
如果用單極點(diǎn)補(bǔ)償[如圖5(a)所示]，則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°，比工程上一般要求的45°偏小，所以采用雙極點(diǎn)補(bǔ)償形式來(lái)提升相位裕度。圖5(b)具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，把第一個(gè)極點(diǎn)設(shè)定在原點(diǎn)，第一個(gè)零點(diǎn)一般在帶寬的1／8左右，這樣在帶寬處提升相位10°左右，此零點(diǎn)越低，相位提升越明顯，但太低了就降低了低頻增益，使輸出調(diào)整率降低，這里取2kHz。第二個(gè)極點(diǎn)的選取一般是用來(lái)抵消右半平面零點(diǎn)(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高，保證增益裕度，使帶寬處保持一20db／10decade的形狀，這里取極點(diǎn)頻率50kHz，如圖6所示。
補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)通頻帶增益Ad=0，所以有R3／Rl=l，對(duì)應(yīng)圖2中，R8=R4=10kΩ。又有fz1=2kHz，fp2=50kHz，
得到C1=318pF，C2=8nF。對(duì)應(yīng)圖2中C9=318pF，C8=8nF。
此時(shí)帶寬處的相位裕度為180一90+10一46=54°，滿(mǎn)足工程上的要求。在低于OdB帶寬后，曲線(xiàn)為一40dB／decade，這樣增益迅速上升，低頻部分增益很高，使電源輸出的直流部分誤差非常小，并且有很好的負(fù)載調(diào)整率和電壓凋整率。
2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
按以上分析得到的參數(shù)設(shè)計(jì)了一款反激變流器電路，單片開(kāi)關(guān)電源選用TOP224Y，總功率45W，輸出+5V(6A)，士15V(1A)，圖7、圖8為實(shí)測(cè)波形。輸出電壓紋波為20mV(=0.4％)，電壓調(diào)整率SV<10mV（<0.2%），負(fù)載調(diào)整率S1=10mV(=0.2％)，效率達(dá)到80％。
3 結(jié)語(yǔ)
本文通過(guò)分析反激變流器的傳遞函數(shù)，設(shè)計(jì)出一種較好的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，并給出一些主要的參數(shù)的計(jì)算方法。針對(duì)實(shí)驗(yàn)電路，可以發(fā)現(xiàn)應(yīng)用新的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，輸出電壓紋波得到很大改善，抗干擾性能得到提高，而且電源效率有一定改善。
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