零電壓開(kāi)關(guān)不對(duì)稱(chēng)半橋DC/DC變換器

0 引言
    不對(duì)稱(chēng)半橋DC／DC變換器具有軟開(kāi)關(guān)工作、器件數(shù)量少以及控制簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，因此，在不超過(guò)1000W的中小功率變換電路中得到廣泛的應(yīng)用。但是，在傳統(tǒng)的不對(duì)稱(chēng)半橋電路拓?fù)渲?，只有在變壓器漏感和主開(kāi)關(guān)的寄牛電容產(chǎn)生諧振時(shí)才能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)，因此，為了實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，諧振電感(即變壓器漏感)的值必須足夠大．而諧振電感與輸出整流二極管的寄生電容在換流過(guò)程中會(huì)發(fā)生嚴(yán)重諧振，產(chǎn)生電壓沖擊，甚至擊穿輸出二極管，而且大的漏感會(huì)導(dǎo)致大的占空比丟失。
    為避免輸出二極管誤工作和損壞，必須限制由變壓器漏感和二極管寄生參數(shù)諧振產(chǎn)生的過(guò)電壓。通常，在二極管兩端加箝位和吸收電路可以限制該過(guò)電壓，例如，經(jīng)常使用的方法是在二極管兩端加電阻-電容-二極管吸收電路(RCD電路)來(lái)抑止過(guò)電壓。但該電路最大的缺點(diǎn)是能量幾乎全部消耗在電阻上，這將明顯降低該變換器的效率。另外，電壓的波動(dòng)會(huì)持續(xù)以較低的頻率出現(xiàn)，而且很難消除。

1 箝位二極管的作用
    一個(gè)很好的解決方案是在變壓器Tr的原邊加箝位二極管，如圖1所示： 加箝位二極管的目的是在不改變變換器工作特性的前提下，消除輸出整流管換流時(shí)與外部電感諧振吋產(chǎn)生的過(guò)電壓，通過(guò)這兩個(gè)二極管將變壓器Tr原邊電壓箝位在電容C3和C4的端電壓Vc1和Vc2。其過(guò)程為：如果開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通占空比為D，則S，的占空比為1-D，當(dāng)S1導(dǎo)通吋，變壓器原邊的電壓通過(guò)二極管Dg1箝位為Vc1，當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊的電壓經(jīng)Dg2箝位為-Vc2，相應(yīng)地副邊的電位也箝位住了，輸出整流二極管(Dr1和Dr2)上也不會(huì)出現(xiàn)明顯的電壓沖擊。此時(shí)，輸入電壓源和電容通過(guò)箝位二極管吸收輸出整流管與外部電感諧振產(chǎn)生的能量，而通過(guò)箝位二極管的電流很小，而且它們只在輸出整流管換流時(shí)才起作用，因此，它們對(duì)整個(gè)變換器的工作過(guò)程影響很小。
    通過(guò)變壓器原邊的箝位和減小變壓器漏感，完全去掉輸出整流管端的RCD吸收電路是可能的。但是，變壓器的漏感不可能完全消除，只通過(guò)原邊的箝位有時(shí)不能抑制住輸出整流二極管端的過(guò)電壓，還必須在輸出整流二極管端并聯(lián)RCD吸收電路，此時(shí)RCD吸收電路只起輔助作用，它的各參數(shù)取值也與只使用只CD吸收電路時(shí)不同，通常取較小的電容和相對(duì)大的電阻為宜。
    這種變壓器原邊帶箝位電路的方法只適用于諧振電感電流不連續(xù)的工作狀態(tài)(DCM)。下面具體分析該電路實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)的過(guò)程。

2 工作過(guò)程分析
    為了簡(jiǎn)化分析，我們做如下假定：
    1)開(kāi)關(guān)管S1和S2看作理想開(kāi)關(guān)分別與寄生電容(C1、C2)、反向二極管(D1、D2)并聯(lián)，不考慮MOSFET管反向漏電流；
    2)變壓器簡(jiǎn)化為理想變壓器廾聯(lián)激磁電感(Lm)、串聯(lián)漏感(L1k)的模型；
    3)電容C3和C4看作恒定的電壓源；
    4)輸出看作恒定的電流源，其值為Io；
    5)考慮二極管D1、D2、Dc1、Dr2的換流效應(yīng)；
    6)其他器件為理想器件，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)；
    由圖1可知，當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí)，A點(diǎn)的電壓為DE，而一個(gè)周期內(nèi)電感Lm、L1k及Lr上的平均電壓為0，因此，電容C2上的電壓為DE，而電容C1上的電壓為(1-D)E。輸出整流二極管Dr1、Dr2的導(dǎo)通時(shí)間是不等的，變壓器原邊的正向電流和反向電流并不相等，電感Lm可以吸收其差值以保證流過(guò)電容C3和C4的平均電流為零。
    該變換器的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期叮以分為12個(gè)工作階段，其工作波形如圖2所示，其中vGS1和vGS2分別是S1和S2的驅(qū)動(dòng)波形?？梢钥吹角鞍雮€(gè)周期和后半個(gè)周期里工作波形是對(duì)稱(chēng)的，工作過(guò)程是類(lèi)似的，所以，下面只分析半個(gè)周期的6個(gè)工作階段，分別如圖3所示的6個(gè)等效電路。

    1)階段1[t0~t1]在t0時(shí)刻S1導(dǎo)通，原邊電流流過(guò)S1，方向如圖3(a)所示，大小為額定負(fù)載電流In與激磁電流iLM的和Io+iLM。A、B之間的電壓為(1-D)E，激磁電感Lm吸收能量，電容C3放電。此階段是功率傳送階段，在t1時(shí)刻S1關(guān)斷時(shí)，該過(guò)程結(jié)束。
    2)階段2[t1~t2] S1關(guān)斷電流在C1、C2間開(kāi)始環(huán)流，電容C1線性充電，電容C2線性放電，因此，S1為零電壓關(guān)斷。A、B間電壓也開(kāi)始線性下降，在t2時(shí)刻VAB電壓為零時(shí)，該階段結(jié)束。
    3)階段3[t2~t3] VAB電壓為零，輸出整流二極管短路(Dr1、Dr2換流)，輸出端吸收激磁電流，電感Lr、L1k和電容C1、C2諧振以實(shí)現(xiàn)工作狀態(tài)的轉(zhuǎn)化。
    4)階段4[t3~t4] 電感Lr、L1k殘留的能量通過(guò)二極管D2饋還電源，當(dāng)iLr為零時(shí)，S2導(dǎo)通，此階段結(jié)束，S2為零電壓開(kāi)通。
    5)階段5[t4~t5] 在t4時(shí)刻S2導(dǎo)通，諧振電流iLr改變方向，Lr、L1k上的電壓為DE，iLr反向線性增加為Io+iLM，此階段結(jié)束。
    6)階段6[t5~t6] 在階段5結(jié)束時(shí)，輸出整流二極管Dt2被關(guān)斷，變壓器原邊側(cè)的電壓迅速上升。由于電感Lr與箝位及整流二極管寄生電容的諧振，變壓器原邊側(cè)的電壓會(huì)高于穩(wěn)定值DE，此時(shí)，二極管Dg2箝位點(diǎn)C的電位，諧振電容通過(guò)電感Lr釋放能量。
    接下去的下半個(gè)周期的6個(gè)工作階段和上面所述的類(lèi)似，不再詳述。其波形詳見(jiàn)圖2。從已經(jīng)分析的上半個(gè)周期的6個(gè)工作階段以及類(lèi)推的下半個(gè)周期的6個(gè)工作階段可以得知：S1、S2都工作在零電壓開(kāi)關(guān)狀態(tài)。每個(gè)開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力為E，通過(guò)箝位二極管Dg1、Dg2變壓器Tr原邊電壓UCB被箝位在-DE和(1-D)E之間，則Tr副邊的電壓也得到箝位，輸出整流二極管Dr1、Dr2上也不會(huì)出現(xiàn)明顯的電壓沖擊。

3 輸出特性分析
    由上面工作過(guò)程的分析可知，箝位二極管Dg1和Dg2的引入，并沒(méi)有明顯改變變換器的工作特性。其原因有二：其一是通過(guò)該箝位二極管的電流很小，其二是它們只在輸出整流二極管換流時(shí)才起作用，作用時(shí)間很短，因此，引入箝位二極管并沒(méi)有改變變換器的工作特性。該變換器的直流增益q為

   
式中：Vo′、Io′分別是輸出電壓、電流折算到原邊的值。
    由式(1)可見(jiàn)，該變換器的直流增益是諧振電感Lr上平均電壓降△V(=4LrfsIo′)和占空比D的函數(shù)。輸出特性可由圖4表示。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    為了驗(yàn)證以上的分析，制作了一臺(tái)直流輸入300~450V，輸出54V／6A的不對(duì)稱(chēng)半橋?qū)嶒?yàn)樣機(jī)，它的規(guī)格和主要參數(shù)為：
    輸入電壓 300~450V；
    輸出電壓 50V；
    輸出電流 0~6A；
    工作頻率 100kHz；
    主開(kāi)關(guān)S1和S2 IRF840；
    箝位二極管Dg1和Dg2 MUR860；
    整流二極管Dr1和Dr2 30CP0150；
    諧振電感Lr 40μH；
    變壓器的參數(shù) n=50：20：20，Lm=1.2mH，Ls=162μH。
    圖5(a)是S1正常工作時(shí)的vGS1和vDS1波形，S2正常工作時(shí)的vGS2和vDS2波形和圖5(a)類(lèi)似，它們都是在電壓為零時(shí)開(kāi)通。圖5(b)是S1一個(gè)周期內(nèi)承受的電壓和流過(guò)的電流的波形圖，圖5(c)是S2一個(gè)周期內(nèi)承受的電壓和流過(guò)的電流的波形圖。由這兩圖可見(jiàn)S1和S2所有的換流都發(fā)生在電壓過(guò)零時(shí)。S2的暫態(tài)過(guò)程較多，開(kāi)通過(guò)程也更復(fù)雜些，所以圖5(c)中有較多振蕩。

    為了驗(yàn)證該電路拓?fù)涞墓ぷ魈匦?，將該?shí)驗(yàn)樣機(jī)與另一臺(tái)只在輸出整流二極管Dr1和Dr2加RCD吸收電路的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行了比較。RCD吸收電路的參數(shù)選擇為：電阻為330kΩ／3W，電容為4.7nF／1kV，二極管采用FRl07。圖6(a)是只采用RCD吸收電路時(shí)輸出整流二極管Dr1兩端的電壓，圖6(b)是采用本文所述箝位電路時(shí)輸出整流二極管Dr1兩端的電壓。不難看出，圖6(a)中Dr1端的電壓尖峰達(dá)到了250V以上，而采用箝位電路能明顯減少輸出整流管上的電壓尖峰，有利于防止該整流管被擊穿。

    圖7是該變換器在輸入電壓為350V時(shí)，不同負(fù)載下的效率曲線。該電路滿(mǎn)載時(shí)效率可達(dá)94％以上，而變壓器原邊不采用箝位電路，只在輸出二極管加RCD吸收電路，效率最多為93.1％。

5 結(jié)語(yǔ)
    本文介紹了一種變壓器原邊帶箝位電路的不對(duì)稱(chēng)半橋直流變換器，對(duì)其主開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)分析，制作了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并對(duì)該電路與只帶RCD吸收電路的樣機(jī)進(jìn)行了比較。該電路的特點(diǎn)如下：
    1)主開(kāi)關(guān)S1和S2在滿(mǎn)負(fù)載范圍內(nèi)能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；
    2)輸出整流管的電壓過(guò)沖明顯減少．有利于防止該整流管被擊穿，同時(shí)可以選擇耐壓稍低的整流管，擴(kuò)大了選擇范圍；
    3)該電路比只采用RCD吸收電路的效率要高；
    4)箝位二極管管Dg1、Dg2以及諧振電感Lr的引入，并沒(méi)有改變變換器的工作特性。
    由于該電路拓?fù)湎鄬?duì)于只采用RCD吸收電路具有如此大的優(yōu)勢(shì)，所以，這種拓?fù)淇梢赃M(jìn)一步推廣到其他直流變換器。