基于MOSFET控制的PWM型直流可調(diào)電源的研制
[導(dǎo)讀]由于儀器所用電源的體積和重量通常受到限制，為此提出一種由MOSFET控制，并且由高頻變壓器隔離的開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法。
摘 要：由于儀器所用電源的體積和重量通常受到限制，為此提出一種由MOSFET控制，并且由高頻變壓器隔離的開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法。該電源具有體積小、重量輕、抗干擾性能強(qiáng)，輸出電壓穩(wěn)定，調(diào)壓范圍廣，電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，性價(jià)比高，使用方便等特點(diǎn)。
關(guān)鍵詞：PWM；MOSFET；驅(qū)動(dòng)模塊
引 言
功率場(chǎng)效應(yīng)管MOSFET是一種單極型電壓控制器件，它不但具有自關(guān)斷能力，而且具有驅(qū)動(dòng)功率小，關(guān)斷速度快等優(yōu)點(diǎn)，是目前開關(guān)電源中常用的開關(guān)器件。采用MOSFET 控制的開關(guān)電源具有體積小、重量輕、效率高、成本低的優(yōu)勢(shì)，因此，較適合作儀器電源。本文給出了一種由MOSFET 控制的大范圍連續(xù)可調(diào)(0～45V) 的小功率穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)實(shí)例。
總體結(jié)構(gòu)與主電路
圖1 為該電源的總體結(jié)構(gòu)框圖。工作原理如下：
圖1 原理方框圖
全橋整流電路將電網(wǎng)電壓220V 整流成不可調(diào)的直流電壓Ud = 1. 2U約等于198V。兩個(gè)等值濾波電容上的電壓分別為99V 以上，經(jīng)DC/AC 變換器逆變之后輸出20kHz、脈寬可調(diào)的交流電壓，又經(jīng)高頻變壓器的兩個(gè)副邊分正負(fù)半周送入整流濾波電路，輸出直流電壓。該電源直流輸出電壓的大小靠 PWM發(fā)生器的輸出脈沖寬度來控制。
主電路如圖2 所示。
圖2 主電路
主電路中實(shí)現(xiàn)DCPAC 變換的關(guān)鍵元件是功率場(chǎng)效應(yīng)管VT1 和VT2 。當(dāng)VT1 管開通，VT2 截止時(shí)，電路中的電流從電容C1 正極到VT1 的D1 - S1 ，再通過變壓器原邊回到電容器C1 的負(fù)極形成回路，uAB為正電壓。變壓器的副邊感應(yīng)電壓同名端為正，VD1 導(dǎo)通，輸出U0 上正下負(fù)。
當(dāng)VT2 開通，VT1 關(guān)斷時(shí)，同樣可推出上述結(jié)論：U0 上正下負(fù)。U0 的大小取決于控制電路使VT1 、VT2 的導(dǎo)通時(shí)間。
控制電路
控制電路功能是實(shí)現(xiàn)PWM 波形合成及可控DC/AC 變換器的隔離驅(qū)動(dòng)。
PWM波形的產(chǎn)生
該電路的電源設(shè)計(jì)是以三端集成穩(wěn)壓器為核心的±15V 直流穩(wěn)壓電源。
(1) PWM的控制原理
脈寬PWM波形產(chǎn)生采用功能強(qiáng)大的TL494 定頻調(diào)制芯片，該芯片有16 個(gè)引腳，內(nèi)部電路與外圍電路如圖3 示。
圖3 TL494 內(nèi)部電路及外圍電路
TL494 芯片的引腳13 低電平時(shí)，引腳8 和11 同步工作，單端輸出；引腳13 高電平時(shí)，引腳8 和11推挽工作，雙路輸出。本電路采用后種工作方式。該芯片的最高工作頻率為300kHz ，實(shí)際工作頻率由引腳5、6 所接的電阻與電容決定，其振蕩頻率算式為f = 1.1P(RTCT ) ，本設(shè)計(jì)選擇的振蕩頻率為20kHz ，鋸齒波在片內(nèi)被送到比較器1 和2 的反相端。鋸齒波與片內(nèi)的誤差放大器的輸出在PWM 比較器2 中比較，而死區(qū)控制電平與鋸齒波在死區(qū)時(shí)間比較器1 中比較，兩者的輸出分別為一定寬度的矩形波，它們同時(shí)送到或門電路，經(jīng)分頻器分頻后，再經(jīng)相應(yīng)的門電路去控制內(nèi)部三極管交替導(dǎo)通，使得引腳8 和11 向外輸出相位互差180°的PWM 波形。其工作波形如圖4 所示。
圖4 工作波形
誤差放大器1 的反相端(引腳2) 接可調(diào)給定電壓Ug 。改變Ug ，可改變引腳3 的電壓值，從而改變PWM比較器2 輸出波形的寬度，實(shí)現(xiàn)U0 從0～45V連續(xù)可調(diào)。
(2) 死區(qū)時(shí)間的控制
為了保證開關(guān)器件VT1 與VT2 在一只管子關(guān)斷另一只管子開通時(shí)有足夠的時(shí)間間隔，防止功率開關(guān)元件上下直通造成的直流側(cè)短路，該電路用引腳4 控制兩個(gè)開關(guān)器件的死區(qū)時(shí)間。由內(nèi)部基準(zhǔn)源引腳14 串聯(lián)電容器C5 提供死區(qū)電壓參考數(shù)值，并通過R5 接地來共同決定死區(qū)時(shí)間最小值Toff (min) 。
另外，在輸入電源剛接通時(shí)，R5 與C5 又構(gòu)成軟起動(dòng)器。由于電容上的電壓不能突變，所以起動(dòng)瞬間，死區(qū)控制端4 與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓14 端等電位，為高電平，死區(qū)比較器1 也輸出高電平，封鎖輸出端的兩個(gè)晶體管；隨著電容電壓的不斷上升，4 端電位逐漸降低，這兩個(gè)晶體管才逐漸開通，使得該電源的輸出電壓不會(huì)突變，實(shí)現(xiàn)軟起動(dòng)。正常工作時(shí)，R5 上的電壓約為0。這時(shí)主電路開關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間(它決定正常工作時(shí)的輸出電壓值) 將由接入誤差放大器1 反相端的給定電壓Ug 和接入同相端的反饋電壓Uf 比較確定。
隔離、驅(qū)動(dòng)電路
VT1 、VT2 采用專用集成驅(qū)動(dòng)模塊IR2110 來驅(qū)動(dòng)，隔離驅(qū)動(dòng)電路如圖5 所示：
圖5 IR2110 驅(qū)動(dòng)模塊及外部接線電路
過壓過流保護(hù)
為改變負(fù)載曲線，保護(hù)MOSFET的安全運(yùn)行，防止過電壓和減小du/dt ，在MOSFET 的D1 - S1 間并入電阻、快速二極管和電容組成的過電壓吸收電路。過流信號(hào)從主電路檢出，從引腳16 送向誤差放大器2的同相端，引腳15 為比較基準(zhǔn)，當(dāng)出現(xiàn)過流時(shí)，引腳16 的電壓上升，則比較器2的輸出引腳3為高電平，封鎖脈寬信號(hào)。
結(jié)束語
該電源盡量采用在工業(yè)環(huán)境下具有高可靠性的常用集成電路及功率模塊，以易實(shí)現(xiàn)、易維修為出發(fā)點(diǎn)，以實(shí)用性為宗旨。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，本電路抗干擾能力強(qiáng)，輸出電壓穩(wěn)定，工作可靠，輸出電流可達(dá)15A ，較適合于做儀器和裝置的直流供電電源，有較好的推廣價(jià)值
關(guān)鍵詞：PWM；MOSFET；驅(qū)動(dòng)模塊
引 言
功率場(chǎng)效應(yīng)管MOSFET是一種單極型電壓控制器件，它不但具有自關(guān)斷能力，而且具有驅(qū)動(dòng)功率小，關(guān)斷速度快等優(yōu)點(diǎn)，是目前開關(guān)電源中常用的開關(guān)器件。采用MOSFET 控制的開關(guān)電源具有體積小、重量輕、效率高、成本低的優(yōu)勢(shì)，因此，較適合作儀器電源。本文給出了一種由MOSFET 控制的大范圍連續(xù)可調(diào)(0～45V) 的小功率穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)實(shí)例。
總體結(jié)構(gòu)與主電路
圖1 為該電源的總體結(jié)構(gòu)框圖。工作原理如下：
圖1 原理方框圖
全橋整流電路將電網(wǎng)電壓220V 整流成不可調(diào)的直流電壓Ud = 1. 2U約等于198V。兩個(gè)等值濾波電容上的電壓分別為99V 以上，經(jīng)DC/AC 變換器逆變之后輸出20kHz、脈寬可調(diào)的交流電壓，又經(jīng)高頻變壓器的兩個(gè)副邊分正負(fù)半周送入整流濾波電路，輸出直流電壓。該電源直流輸出電壓的大小靠 PWM發(fā)生器的輸出脈沖寬度來控制。
主電路如圖2 所示。
圖2 主電路
主電路中實(shí)現(xiàn)DCPAC 變換的關(guān)鍵元件是功率場(chǎng)效應(yīng)管VT1 和VT2 。當(dāng)VT1 管開通，VT2 截止時(shí)，電路中的電流從電容C1 正極到VT1 的D1 - S1 ，再通過變壓器原邊回到電容器C1 的負(fù)極形成回路，uAB為正電壓。變壓器的副邊感應(yīng)電壓同名端為正，VD1 導(dǎo)通，輸出U0 上正下負(fù)。
當(dāng)VT2 開通，VT1 關(guān)斷時(shí)，同樣可推出上述結(jié)論：U0 上正下負(fù)。U0 的大小取決于控制電路使VT1 、VT2 的導(dǎo)通時(shí)間。
控制電路
控制電路功能是實(shí)現(xiàn)PWM 波形合成及可控DC/AC 變換器的隔離驅(qū)動(dòng)。
PWM波形的產(chǎn)生
該電路的電源設(shè)計(jì)是以三端集成穩(wěn)壓器為核心的±15V 直流穩(wěn)壓電源。
(1) PWM的控制原理
脈寬PWM波形產(chǎn)生采用功能強(qiáng)大的TL494 定頻調(diào)制芯片，該芯片有16 個(gè)引腳，內(nèi)部電路與外圍電路如圖3 示。
圖3 TL494 內(nèi)部電路及外圍電路
TL494 芯片的引腳13 低電平時(shí)，引腳8 和11 同步工作，單端輸出；引腳13 高電平時(shí)，引腳8 和11推挽工作，雙路輸出。本電路采用后種工作方式。該芯片的最高工作頻率為300kHz ，實(shí)際工作頻率由引腳5、6 所接的電阻與電容決定，其振蕩頻率算式為f = 1.1P(RTCT ) ，本設(shè)計(jì)選擇的振蕩頻率為20kHz ，鋸齒波在片內(nèi)被送到比較器1 和2 的反相端。鋸齒波與片內(nèi)的誤差放大器的輸出在PWM 比較器2 中比較，而死區(qū)控制電平與鋸齒波在死區(qū)時(shí)間比較器1 中比較，兩者的輸出分別為一定寬度的矩形波，它們同時(shí)送到或門電路，經(jīng)分頻器分頻后，再經(jīng)相應(yīng)的門電路去控制內(nèi)部三極管交替導(dǎo)通，使得引腳8 和11 向外輸出相位互差180°的PWM 波形。其工作波形如圖4 所示。
圖4 工作波形
誤差放大器1 的反相端(引腳2) 接可調(diào)給定電壓Ug 。改變Ug ，可改變引腳3 的電壓值，從而改變PWM比較器2 輸出波形的寬度，實(shí)現(xiàn)U0 從0～45V連續(xù)可調(diào)。
(2) 死區(qū)時(shí)間的控制
為了保證開關(guān)器件VT1 與VT2 在一只管子關(guān)斷另一只管子開通時(shí)有足夠的時(shí)間間隔，防止功率開關(guān)元件上下直通造成的直流側(cè)短路，該電路用引腳4 控制兩個(gè)開關(guān)器件的死區(qū)時(shí)間。由內(nèi)部基準(zhǔn)源引腳14 串聯(lián)電容器C5 提供死區(qū)電壓參考數(shù)值，并通過R5 接地來共同決定死區(qū)時(shí)間最小值Toff (min) 。
另外，在輸入電源剛接通時(shí)，R5 與C5 又構(gòu)成軟起動(dòng)器。由于電容上的電壓不能突變，所以起動(dòng)瞬間，死區(qū)控制端4 與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓14 端等電位，為高電平，死區(qū)比較器1 也輸出高電平，封鎖輸出端的兩個(gè)晶體管；隨著電容電壓的不斷上升，4 端電位逐漸降低，這兩個(gè)晶體管才逐漸開通，使得該電源的輸出電壓不會(huì)突變，實(shí)現(xiàn)軟起動(dòng)。正常工作時(shí)，R5 上的電壓約為0。這時(shí)主電路開關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間(它決定正常工作時(shí)的輸出電壓值) 將由接入誤差放大器1 反相端的給定電壓Ug 和接入同相端的反饋電壓Uf 比較確定。
隔離、驅(qū)動(dòng)電路
VT1 、VT2 采用專用集成驅(qū)動(dòng)模塊IR2110 來驅(qū)動(dòng)，隔離驅(qū)動(dòng)電路如圖5 所示：
圖5 IR2110 驅(qū)動(dòng)模塊及外部接線電路
過壓過流保護(hù)
為改變負(fù)載曲線，保護(hù)MOSFET的安全運(yùn)行，防止過電壓和減小du/dt ，在MOSFET 的D1 - S1 間并入電阻、快速二極管和電容組成的過電壓吸收電路。過流信號(hào)從主電路檢出，從引腳16 送向誤差放大器2的同相端，引腳15 為比較基準(zhǔn)，當(dāng)出現(xiàn)過流時(shí)，引腳16 的電壓上升，則比較器2的輸出引腳3為高電平，封鎖脈寬信號(hào)。
結(jié)束語
該電源盡量采用在工業(yè)環(huán)境下具有高可靠性的常用集成電路及功率模塊，以易實(shí)現(xiàn)、易維修為出發(fā)點(diǎn)，以實(shí)用性為宗旨。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，本電路抗干擾能力強(qiáng)，輸出電壓穩(wěn)定，工作可靠，輸出電流可達(dá)15A ，較適合于做儀器和裝置的直流供電電源，有較好的推廣價(jià)值
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