新型綠色能效D類音頻放大器設(shè)計(jì)應(yīng)用

引 言

　　多媒體時(shí)代，傳統(tǒng)A類、B類、AB類線性模擬音頻放大器因效率低，能耗大，已不能滿足電子視聽類LCD／PDP／OLED／LCOS／PDA等綠色節(jié)能、高效、體積小等新發(fā)展趨勢(shì)，而非線性音頻放大器件Class-D類功放因具備節(jié)能、高效率、高輸出功率、低溫升效應(yīng)、占用空間小等優(yōu)點(diǎn)，將被納入越來越多新產(chǎn)品設(shè)計(jì)中。D類放大器架構(gòu)上分半橋非對(duì)稱型和全橋?qū)ΨQ型，而全橋類相對(duì)半橋型具有高達(dá)4倍的輸出功率，更為高效；從信號(hào)適應(yīng)上分模擬型和I2S全數(shù)字型，因全數(shù)字型尚處發(fā)展階段，成本高，而模擬型因成本優(yōu)勢(shì)將在未來幾年處于應(yīng)用主流。本文重點(diǎn)剖析了全橋模擬型D類功放設(shè)計(jì)要素，實(shí)現(xiàn)了一種基于NXP公司新型綠色能效模擬D類功放TFA9810T電路設(shè)計(jì)，并重點(diǎn)對(duì)綠色節(jié)能高效、高輸出功率、低溫升效應(yīng)、PCB布局、EMI抑制幾個(gè)方面進(jìn)行總結(jié)分析。

　　1 D類功率放大器原理特點(diǎn)

　　1．1 D類放大器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　D類放大器由積分移相、PWM調(diào)制模塊、G柵級(jí)驅(qū)動(dòng)、開關(guān)MOSFET電路、Logic輔助、輸出濾波、負(fù)反饋、保護(hù)電路等部分組成。流程上首先將模擬輸入信號(hào)調(diào)制成PWM方波信號(hào)，經(jīng)過調(diào)制的PWM信號(hào)通過驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)功率輸出級(jí)，然后通過低通濾波濾除高頻載波信號(hào)，原始信號(hào)被恢復(fù)，驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲，如圖1所示。

　　1．2 調(diào)制級(jí)(PWM-Modulation)

　　調(diào)制級(jí)就是A／D轉(zhuǎn)換，對(duì)輸入模擬音頻信號(hào)采樣，形成高低電平形式數(shù)字PWM信號(hào)。圖2中，比較器同相輸入端接音頻信號(hào)源，反向端接功放內(nèi)部時(shí)鐘產(chǎn)生的三角波信號(hào)。在音頻輸入端信號(hào)電平高于三角波信號(hào)時(shí)，比較器輸出高電平VH，反之，輸出低電平VL，并將輸入正弦波信號(hào)轉(zhuǎn)換為寬度隨正弦波幅度變化的PWM波。這是D類功放核心之一，必須要求三角波線性度好，振蕩頻率穩(wěn)定，比較器精度高，速度快，產(chǎn)生的PWM方波上升、下降沿陡峭，深入調(diào)制措施參見文獻(xiàn)[2]。

　　1．3 全橋輸出級(jí)

　　輸出級(jí)是開關(guān)型放大器，輸出擺幅為VCC，電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。將MOSFET等效為理想開關(guān)，關(guān)斷時(shí)，導(dǎo)通電流為零，無功率消耗；導(dǎo)通時(shí)，兩端電壓依然趨近為零，雖有電流存在，但功耗仍趨近零；整個(gè)工作周期，MOSFET基本無功率消耗，所以理論上D類功放的轉(zhuǎn)換效率可接近100％，但考慮輔助電路功耗及MOSFET傳導(dǎo)損耗，整體轉(zhuǎn)換效率一般可達(dá)90％左右。因?yàn)檗D(zhuǎn)換效率很高，所以芯片本身消耗的熱能小，溫升也才很小，完全可以不考慮散熱不良，因此被稱為綠色能效D類功放。

　　對(duì)全橋,進(jìn)一步減小導(dǎo)通損耗，要使MOSFET漏源的導(dǎo)通電阻RON盡量小。選取低開關(guān)頻率和柵源電容小的MOSFET，加強(qiáng)前置驅(qū)動(dòng)器的驅(qū)動(dòng)能力。

　　1．4 LPF低通濾波級(jí)

　　LPF濾波器可消除PWM信號(hào)中電磁干擾和開關(guān)信號(hào)，提高效率，降低諧波失真，直接影響放大器帶寬和THD，必須設(shè)置合適截止頻率和濾波器滾降系數(shù)，以保證音頻質(zhì)量。對(duì)于視聽產(chǎn)品，20 Hz～20 kHz為可聽聲；低于20 Hz為次聲；高于20 kHz為超聲。應(yīng)用中一般設(shè)置截止頻率為30 kHz，這個(gè)頻率越低，信號(hào)帶寬越窄，但過低會(huì)損傷信號(hào)質(zhì)量，過高會(huì)有噪聲混入。常用LPF濾波器一般有巴特沃思濾波器、切比雪夫?yàn)V波器、考爾濾波器三種。巴特沃思濾波器在通帶BW內(nèi)最大平坦幅度特性好，易實(shí)現(xiàn)，因此視聽產(chǎn)品多采用等效內(nèi)阻小，輸出功率大的LC二階巴特沃思濾波器如圖4所示。

　　1．5 負(fù)反饋

　　負(fù)反饋是LPF電路，將檢測(cè)到的輸出級(jí)音頻成分反饋到輸入級(jí)，與輸入信號(hào)比較，對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償、校正、噪聲整形，以此改善功放線性度，降低電源中紋波(電源抑制比，PSRR)。負(fù)反饋可減小通帶內(nèi)因脈沖寬度調(diào)制、輸出級(jí)和電源電壓變化而產(chǎn)生的噪聲，使輸出PWM中低頻成分總能與輸入信號(hào)保持一致，以得到很好的THD，使聲音更加豐富精確。

　　1．6 功耗效率分析

　　D類效率在THD<7％情況下，可達(dá)85％以上效率，遠(yuǎn)高于普及使用的最大理論效率78.5％的線性功放。根本原因在于輸出級(jí)MOSFET完全工作在開關(guān)狀態(tài)。理論上，D類功放效率為：

　　假設(shè)D類功放MOSFET導(dǎo)通電阻為RON，所有其他無源電阻為RP，濾波器電阻為RF，負(fù)載電阻為RL，則不考慮開關(guān)損耗的效率為：

　　式中：fOSC是振蕩器頻率；tON和tOFF分別是MOSFET開、關(guān)頻率。此時(shí)效率為：

　　由上述公式得知，D類功放中負(fù)載RL，相對(duì)其他電阻，比值越大效率越高；MOSFET作為續(xù)流開關(guān)，所消耗的功率幾乎等于MOSFET導(dǎo)通阻抗上I2RON損耗和靜態(tài)電流總和，相比較輸出到負(fù)載的功率幾乎可忽略。所以，其效率遠(yuǎn)高于線性功放，如圖5所示。非常適應(yīng)現(xiàn)今綠色節(jié)能的要求，適合被平板等數(shù)字視聽產(chǎn)品規(guī)模使用。

[!--empirenews.page--]2 D類功放需要注意的關(guān)鍵點(diǎn)

　　在D類設(shè)計(jì)應(yīng)用中需注意以下幾點(diǎn)：

　　2．1 Deadtime(死區(qū)校正)

　　全橋MOSFET管輪流成對(duì)導(dǎo)通，理想狀態(tài)一對(duì)導(dǎo)通，另一對(duì)截止，但實(shí)際上功率管的開啟關(guān)斷有一個(gè)過程。過渡過程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹底關(guān)斷時(shí)IN2／IN4就已開始導(dǎo)通；因MOSFET全部跨接于電源兩端，故極端的時(shí)間內(nèi)，可能會(huì)有很大的電壓電流同時(shí)加在4個(gè)MOSFET上，導(dǎo)致功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。為避免兩對(duì)MOSFET同處導(dǎo)通狀態(tài)，引起有潛在威脅的很大短路電流，應(yīng)保證一對(duì)MOSFET導(dǎo)通和另一對(duì)MOSFET截止期間有一個(gè)很短的停滯死區(qū)時(shí)間(Dead-time)，這個(gè)時(shí)間由Logic邏輯控制器控制，以有效保證一組MOSFET關(guān)斷后，另一組MOSFET再適時(shí)開啟，減小MOSFET損耗，提高放大器效率。

　　但Deadtime設(shè)置不當(dāng)，將出現(xiàn)如下問題：

　　(1)輸出信號(hào)中將產(chǎn)生毛刺，造成電磁干擾，也即死區(qū)時(shí)間內(nèi)，IN1／IN3都關(guān)斷。完全失控的輸出電壓將受到圖6(a)中體二極管電流的影響(體二極管電流的形成，參見下文EMI節(jié))，輸出波形中將出現(xiàn)毛刺干擾。

　　(2)Deadtime過大，輸出波形中出現(xiàn)的毛刺包含的能量將持續(xù)消耗在體二極管中，以熱能形式消耗能量，嚴(yán)重影響芯片工作穩(wěn)定性和輸出效率。

　　(3)Deadtime過長(zhǎng)，影響放大器線性度，造成輸出信號(hào)交越失真，時(shí)間越長(zhǎng)，失真越嚴(yán)重。

　　2．2 EMI(Electro-Magnetic InteRFerence)

　　EMI主要由MOSFET體二極管反向恢復(fù)電荷形成，具體產(chǎn)生機(jī)理如圖6所示。

　　第一階段，MP1-MOSFET導(dǎo)通，有電流流過MOSFET和后級(jí)LPF電感；第二階段，全橋進(jìn)入Dead-time期間，MP1本身關(guān)斷，但其體二極管依然導(dǎo)通，保證后級(jí)電感繼續(xù)續(xù)流；第三階段，Deadtime期結(jié)束，MN1導(dǎo)通瞬間，若MP1體二極管存儲(chǔ)的剩余電荷尚未完全釋放，則瞬間釋放上一次導(dǎo)通期間未釋放的存儲(chǔ)電荷，導(dǎo)致反向恢復(fù)電流激增，此電流趨向于形成一個(gè)尖脈沖，最終體現(xiàn)在輸出波形上，如圖6(b)所示。因此，輸出頻譜會(huì)在開關(guān)頻率以及開關(guān)頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對(duì)外形成EMI。

　　為抑制EMI，以降低輸出方波頻率，減緩方波頂部脈沖為目的，將一些內(nèi)部EMI消除電路新技術(shù)應(yīng)用于新產(chǎn)品中：

　　(1)Dither。擴(kuò)展頻譜技術(shù)，即在規(guī)定范圍內(nèi)，周期性調(diào)整三角波采樣時(shí)鐘頻率，基波和高次諧波避開敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；

　　(2)增加主動(dòng)輻射限制電路，輸出瞬變時(shí)，主動(dòng)控制輸出MOSFET柵極，以避免后級(jí)感性負(fù)載續(xù)流引起高頻輻射。

　　2．3 印制板PCB布局設(shè)計(jì)規(guī)則

　　(1)因輸出信號(hào)含大量高頻方波，需將加入的低失真、低插入損耗LC濾波電容和鐵氧體電感低通濾波器件緊密靠近功放，將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，以降低瞬態(tài)EMI輻射。

　　(2)因輸出電流大，音頻輸出線徑要寬，線長(zhǎng)要減短，故需降低無源電阻RP和濾波器電阻RF，提高負(fù)載電阻RL比值，提高輸出效率。

　　(3)PCB底部是熱阻最低的散熱通道，功放底部裸露散熱銅皮面積要大，應(yīng)盡可能在敷銅塊與臨近具有等電勢(shì)的引腳以及其他元件間多覆銅，裸露焊盤相接的敷銅塊用多個(gè)過孔連接到PCB板背面其他敷銅塊上，該敷銅塊在滿足系統(tǒng)信號(hào)走線要求下，應(yīng)具有盡可能大的面積，以保證芯片內(nèi)核通過這些熱阻最低的敷銅區(qū)域有最佳散熱特性。

　　(4)大電流器件接地端附近，多加過孔，信號(hào)若跨接于PCB兩層間，多加過孔提高連接可靠性，降低導(dǎo)通阻抗。

　　(5)信號(hào)輸入端元件焊盤和信號(hào)線與輸出端保持適當(dāng)間距，關(guān)鍵反饋網(wǎng)絡(luò)器件置放在輸入／輸出PCB布局模塊中間，防止輸出端EMI幅射影響輸入端小信號(hào)。

　　(6)地線、電源線遠(yuǎn)離輸入／輸出級(jí)，采用單點(diǎn)接地方法。

　　3 基于上述要素的綠色能效D類功放TFA9810T設(shè)計(jì)應(yīng)用

　　3．1 TFA9810T內(nèi)部結(jié)構(gòu)

　　TFA9810T是NXP公司推出的雙通道額定輸出2×12 W的高效Class-D類功放，主要由兩組全橋功率放大器(Full-Bridge)、驅(qū)動(dòng)前端、邏輯控制、OVP／OCP／OTP等保護(hù)電路、全差分輸入比較器、供電模塊等構(gòu)成，如圖7所示。

　　其具備如下特點(diǎn)：可取消散熱器，有很高的可靠性，8～20 V單電源供電，外部增益可調(diào)，待機(jī)節(jié)能狀態(tài)的供電電流為微安級(jí)，耗能很小等。非常適合應(yīng)用于平板類電視產(chǎn)品、多媒體系統(tǒng)、無線音頻領(lǐng)域。

　　3．2 模擬輸入級(jí)設(shè)計(jì)

　　TFA9810T輸入端采用可抑制共模干擾的全差分輸入電路。以圖8 AMP-Rin輸入端為例，RA128／RA133／CA139構(gòu)成負(fù)反饋低通濾波器，用于衰減反饋信號(hào)中高頻載波成分。增加低頻成分反饋量，特別是直流成分。有效改善了零輸入時(shí)因輸入信號(hào)直流電平與比較器門限電壓差異形成的占空比誤差，調(diào)整RA128也可實(shí)現(xiàn)TFA9810T增益控制，使Au(dB)=20log(VOUT／VIN)≌20log(RA128／RA132)。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T內(nèi)阻構(gòu)成高通濾波器，用于對(duì)輸入信號(hào)的緩沖。若CA153容值過小，會(huì)影響低頻響應(yīng)，理論確定公式為：

　　本設(shè)計(jì)取值1 μF，確定低端頻率為16 Hz，若該頻率定得太高，低端輸入電抗(如在20 Hz)會(huì)太大，可能導(dǎo)致輸出端較大噪聲和直流偏移噪聲(plop-noise)。反饋信號(hào)與經(jīng)過緩沖的輸入音頻比較后，通過RA133進(jìn)入TFA9810T進(jìn)行PWM調(diào)制。為避免圖8中Rin／Lin輸入信號(hào)頻率因半導(dǎo)體非線性產(chǎn)生和頻和差頻，導(dǎo)致輸出端出現(xiàn)嘯叫聲，則通過調(diào)整電容CA123／CA145，將兩路載波頻率調(diào)差50 kHz左右。本設(shè)計(jì)中將取CA123=22 pF，CA145=47 pF，實(shí)現(xiàn)了Rin／Lin載頻相差50 kHz。[!--empirenews.page--]3．3 輸出級(jí)LPF低通濾波設(shè)計(jì)

　　TFA9810T輸出端低通濾波器采用二階巴特沃思濾波器方式，實(shí)際的巴特沃思二階濾波器由圖9中RCA類電子元器件CA135／RA145／CA136／LA5／CA137／CA138／RA148／CA159／CA140／CA141／RA152／LA6／CA142／CA144等構(gòu)成，對(duì)PWM方波中15 Hz～20 kHz音頻成分表現(xiàn)為直通效應(yīng)，對(duì)超過音頻范圍的20 kHz以上高頻成分呈現(xiàn)-12 dB／倍頻程滾降率。

　　簡(jiǎn)化模型中，由Lse和Cse,R，C1構(gòu)成基本巴特沃思濾波器，R和C1又構(gòu)成有Zobel network的消峰電路，用于去除高頻時(shí)尖峰脈沖干擾。

　　3．4 溫升測(cè)試

　　本設(shè)計(jì)功放TFA9810T的直流電源供電15．2 V，工作環(huán)境溫度為20℃，音頻系統(tǒng)輸入為2Vp未調(diào)制的1 kHz單音頻信號(hào)，匹配負(fù)載為8 Ω揚(yáng)聲器，調(diào)整音頻輸出功率21 W，持續(xù)工作30 min，使用溫度測(cè)試設(shè)備測(cè)得TFA9810T殼體中央最高溫度為45℃，溫升僅25℃，無需再增加散熱片。

　　3．5 音頻A／D／A測(cè)試分析

　　圖10測(cè)試了TFA9810T功放音頻輸入端為1 kHz的2V。單音頻信號(hào)波形，輸出端揚(yáng)聲器端到GND間為12．84V。，圖9中LPF。濾波前功放輸出的PWM波形。圖11～圖13分別拓展了圖10中A／B／C區(qū)。

　　由圖10～圖13可知，輸入波形疊加有高頻雜波。說明前端引入不良干擾，需進(jìn)一步分析改進(jìn)；輸出波形平滑，無交越失真，Deadtime特性較好；輸入／輸出正弦波相位相反，直接由電阻RA128等形成閉環(huán)負(fù)反饋通路，降低了噪聲干擾，并進(jìn)行增益控制。A，B，C區(qū)的拓展圖輸出正弦波峰、波谷、S區(qū)域處PWM的頻率分別為238．8 kHz，224．9 kHz，626．4 kHz，占空比不同，符合三角波采樣特性。圖中波峰、波谷處PWM脈沖fall下降沿和rise上升沿更為陡峭，相比S形區(qū)域，包含大量高頻諧波，易引起EMI輻射，但通過巴特沃思二階濾波器濾波后，輸出正弦波良好，無明顯高頻雜波迭加，EMC測(cè)試也無明顯對(duì)外輻射頻率，滿足了設(shè)計(jì)需要。

　　3．6 功率、效率測(cè)試

　　圖14測(cè)試了在圖10狀態(tài)下功放TFA9810T的供電電壓、電流實(shí)際波形。

　　由圖10可知，功放單端輸出功率為：

　　4 結(jié) 語(yǔ)

　　介紹了模擬全橋D類功放拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，詳細(xì)探討了通過二階巴特沃思濾波器設(shè)計(jì)和功放PCB布局，抑制了因Deadtime等產(chǎn)生的EMI。最后基于NXP公司D類功放TFA9810T，實(shí)現(xiàn)了一種新型綠色能效雙通道D類音頻放大器設(shè)計(jì)。仿真和測(cè)試結(jié)果表明，在供電電壓約為15 V時(shí)，放大器可向兩8 Ω揚(yáng)聲器提供10 W×2的輸出功率，轉(zhuǎn)換效率達(dá)90％，總諧波失真小于7％，1 kHz正弦波音頻輸出無交越失真，無明顯EMI干擾，功放殼體相對(duì)溫升25℃。隨著當(dāng)今社會(huì)節(jié)約能源的要求，該類綠色能效設(shè)計(jì)將在未來幾年達(dá)到更廣泛的應(yīng)用。