一種新光伏MPPT算法及硬件實(shí)現(xiàn)和實(shí)用性分析

摘要：在分析了目前幾種比較主流的光伏電池最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)算法的基礎(chǔ)上提出了一種新的光伏電池MPPT算法。利用PIC16F877單片機(jī)構(gòu)建的最小系統(tǒng)控制的Buck電路，實(shí)現(xiàn)了新算法的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，新算法較大地提高了MPPT控制器的性價(jià)比。同時(shí)，這里還提出了一種新的基于IR2110構(gòu)建的單管高邊功率NMOSFET驅(qū)動(dòng)電路，提高了變換器的變換效率。
關(guān)鍵詞：光伏電池；最大功率點(diǎn)跟蹤；硬件電路

1 引言
    近年來，隨著地球上化石能源不斷被人類開采并消耗，石油可用儲(chǔ)量不斷減少，太陽能光伏電池系統(tǒng)作為可控性強(qiáng)，利用率高，并儲(chǔ)存方便的一種對太陽能進(jìn)行利用的方式，為人類解決日益嚴(yán)重的能源和環(huán)境危機(jī)提供了一個(gè)很好的發(fā)展方向。
    然而，目前光伏電池的太陽能轉(zhuǎn)化率還不高，對其商業(yè)化形成了巨大的阻力。故提高光伏電池的轉(zhuǎn)化率是推動(dòng)光伏電池產(chǎn)業(yè)和解決能源危機(jī)的主要途徑。從光伏電池材料和制造工藝角度提高光伏電池的轉(zhuǎn)化率是做法之一。此外，還可通過光伏電池控制器，利用MPPT技術(shù)，使光伏電池輸出功率達(dá)到最大。目前為達(dá)到良好的動(dòng)態(tài)特性，研究出的光伏MPPT方法很多，但通過控制器提高轉(zhuǎn)化率的前提條件是控制器的性價(jià)比要合理，據(jù)此，從實(shí)際應(yīng)用的角度出發(fā)，通過引入新的MPPT算法，以有限的硬件條件實(shí)現(xiàn)了光伏電池的最大功率輸出。

2 MPPT算法思想
2．1 MPPT算法的基本原理
    圖1示出光伏電池陣列的電路原理圖。

    顯然，流經(jīng)等效二極管的電流IVD隨光伏電池陣列輸出電壓Uoc增大而增大，且增大到二極管的導(dǎo)通閾值電壓時(shí)，Iph大部分從等效二極管分流，從而使輸出電流IL較小，所以設(shè)計(jì)MPPT控制器的思想是通過控制器將Uoc鉗制在等效二極管完全導(dǎo)通之前的某一電壓值，使光伏電池的實(shí)際輸出功率是當(dāng)前光照和環(huán)境溫度條件下的最大功率。
2．2 傳統(tǒng)MPPT算法
    恒電壓法是最早的一種MPPT控制方法，不同光照強(qiáng)度下，光伏電池陣列的最大輸出功率點(diǎn)(MPP)的電壓近似相等。利用這一特性，將光伏電池輸出電壓固定在此電壓上，實(shí)現(xiàn)光伏電池的最大功率輸出。此方法無法較準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)MPPT控制。
    擾動(dòng)觀察法，即爬山法，是一種比較實(shí)用的MPPT控制算法，這種方式雖在一定程度上減輕了CPU的負(fù)擔(dān)，但由于周期性尋優(yōu)，會(huì)對系統(tǒng)的輸出電壓造成周期性的波動(dòng)。
    電導(dǎo)增量法是目前跟蹤MPP快速而準(zhǔn)確的算法之一，但其缺點(diǎn)是：對硬件的要求非常高，特別是要求模擬信號的數(shù)字化轉(zhuǎn)換精確而快速，且必須要對信號做高質(zhì)量的濾波處理，否則無法實(shí)現(xiàn)找到MPP的功能。此外還有同擾動(dòng)觀察法一樣占用CPU時(shí)間太多的缺點(diǎn)。
2．3 新MPPT算法一過山車法
    過山車法是針對傳統(tǒng)算法占用CPU時(shí)間過多，或?qū)τ布筮^高的缺點(diǎn)提出的，對于中小功率的太陽能光伏系統(tǒng)而言，此算法性價(jià)比較高。由于該算法是在Buck電路實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上發(fā)展起來的，故該算法適用的主要范圍是負(fù)載端的阻抗比光伏電池MPP處的等效阻抗小的情況。
    該算法基本思想是：①利用過山車法，即先將光伏電池陣列兩端電壓U1鉗制在蓄電池電壓U2處，再逐漸增加U1，使光伏電池陣列的輸出功率點(diǎn)由小到大，經(jīng)過MPP后，繼續(xù)增大U2，使輸出功率比最大輸出功率小于一個(gè)閾值△P1。輸出功率由小變大，再變小，一定會(huì)經(jīng)過一個(gè)最大點(diǎn)。在輸出功率變化過程中，記錄下光伏電池陣列輸出最大功率時(shí)的輸出電壓U_max；②根據(jù)光伏電池陣列輸出最大功率時(shí)記錄下的U_ max，利用穩(wěn)壓程序(可利用PID控制)將U1鉗制在記錄下的U_max上，實(shí)現(xiàn)光伏電池陣列以最大功率穩(wěn)定地輸出能量；③當(dāng)光照強(qiáng)度發(fā)生變化(由于在短時(shí)間內(nèi)，環(huán)境溫度的變化對系統(tǒng)輸出功率的變化影響不大，可以忽略)，即輸出電壓U_max時(shí)的輸出功率P1與之前的P_max之間差值超過一定閾值△P時(shí)，若P1>P_max，說明光照強(qiáng)度增加了，MPP處的輸出電壓也相應(yīng)增大了，所以此時(shí)應(yīng)啟動(dòng)按增加光伏電池陣列輸出電壓的方向用過山車法尋找MPP程序；如果P1<P_max，說明光照強(qiáng)度減小了，MPP處的輸出電壓也相應(yīng)減小，故此時(shí)應(yīng)啟動(dòng)按減小光伏電池陣列輸出電壓的方向用過山車法尋找MPP程序。整個(gè)程序的流程圖如圖2所示。[!--empirenews.page--]

3 單管高邊NMOSFET驅(qū)動(dòng)電路
    為保證硬件電路的穩(wěn)定性，實(shí)驗(yàn)采用IR2110芯片，搭建所需單管高邊NMOSFET驅(qū)動(dòng)電路，如圖3所示。圖中A，B兩點(diǎn)分別接被驅(qū)動(dòng)的NMOS FET的柵極和源極。驅(qū)動(dòng)電路基本工作機(jī)制是：①PWM為低電平時(shí)，HIN為低電平，HO與VS導(dǎo)通，VQ1，VQ3先后關(guān)斷，LIN為高電平，LO與Vcc導(dǎo)通，LO變?yōu)楦唠娖?，VQ2導(dǎo)通，將升壓電容C1的負(fù)極端接地，此時(shí)，直流電壓源12 V通過二極管VD1給C1充電；②PWM為高電平時(shí)，LO與COM導(dǎo)通，LO變?yōu)榈碗娖?，VQ2關(guān)斷，而HO與VB導(dǎo)通，這使得C1的正負(fù)極直接連接在VQ3的柵極和源極上，VQ3導(dǎo)通，導(dǎo)致C1的正負(fù)極通過VQ3連接在被驅(qū)動(dòng)MOSFET VQ1的柵極和源極上，使VQ1導(dǎo)通。需要注意的是，即使由于VQ1導(dǎo)通導(dǎo)致B點(diǎn)的電壓升高，由于C1的作用，A，B兩點(diǎn)之間的電壓保持不變，保證了主電路NMOSFET的持續(xù)導(dǎo)通。

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    經(jīng)實(shí)測A，B兩點(diǎn)間的PWM波占空比范圍能達(dá)到0～96％，圖4為A，B兩點(diǎn)間的PWM波形(占空比為96％)，uo為PWM模塊輸出信號，uPWM為經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后用于驅(qū)動(dòng)MOSFET的PWM信號。

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    利用IR2110搭建傳統(tǒng)Buck驅(qū)動(dòng)電路，如圖5所示。該驅(qū)動(dòng)電路是用VD3和R2實(shí)現(xiàn)將C1的負(fù)極接地，從而完成VQ1關(guān)斷期間對C1的充電。由于C2及容性負(fù)載(如蓄電池)的兩端有電壓U2，使B點(diǎn)出現(xiàn)對地大小為U2的電勢，導(dǎo)致C1兩端電壓近似為零而無法給C1充電，故需在B點(diǎn)至C2及容性負(fù)載正極之間加一個(gè)VD3，使得在VQ3關(guān)斷期間，將B點(diǎn)與C2及容性負(fù)載正極之間斷開，再通過R2與地等電勢，間接地將C1負(fù)極接地，實(shí)現(xiàn)對C1充電。

    比較圖3，5可知，圖5中主電路上多R2和VD3，假設(shè)Buck后端負(fù)載電壓U1=14 V，負(fù)載電流I=5 A，前端電壓U2≈U1／D，D為占空比，VD3導(dǎo)通電壓Uf=1 V，那么消耗在R2和VD3的能量為：
   
    新驅(qū)動(dòng)電路中，多出的兩個(gè)MOSFET會(huì)增加能耗，其能耗分為兩部分：①給柵源極電容充放電消耗的能量為：P2_1=2QgUgsf，Qg為VQ2或VQ3的總柵極電荷，Ugs為VQ2或VQ3柵源端電壓，f為VQ2，VQ3開關(guān)頻率。這里VQ1選用L2203N，VQ2，VQ3均選用IRF640。從IRF640 Datasheet中可查得Qg=72 nC，且選擇Ugs=12 V，f=30 kHz，故P2_1=0．025 92W。
    ②漏源極之間的導(dǎo)通與關(guān)斷消耗的能量。由于VQ2的通斷是為C1充放電(而C1為VQ1柵源電容充放電)，VQ3的通斷是為VQ1柵源電容充放電，從L2203N Datasheet中可查得VQ1的總柵極電荷Q1g=60 nC，C1在一個(gè)周期中因給VQ1柵源電容充電而導(dǎo)致C1的電壓下降△u1=Q1g／C1=6 mV，可見C1兩端電壓變化很小，所以VQ2通斷前后，VQ2漏源極兩端電壓很小(為毫伏級)，可視作ZVS軟開關(guān)，那么VQ2通斷造成的能量損耗幾乎能忽略不計(jì)。而VQ3關(guān)斷時(shí)，VQ1先關(guān)斷，VQ1的柵源極電勢相等，而VQ1的柵極、源極分別跟VQ3的漏極、源極等電勢，那么VQ3的漏源極兩端電壓也近似為零，可見，VQ3關(guān)斷時(shí)也可視為ZVS軟開關(guān)，所以VQ3的關(guān)斷造成的能量也可忽略不計(jì)；VQ3導(dǎo)通時(shí)，柵極電壓變化過程如圖6所示。

    圖中，Uth為開啟閾值電壓，Ugp為米勒平臺(tái)電壓，Ucc為MOSFET穩(wěn)定導(dǎo)通后柵源極兩端電壓。對于VQ1，VQ3，通過查閱相關(guān)數(shù)據(jù)求取t1，t2：
   
    當(dāng)VQ3柵源電壓上升到Uth后，即VQ3開始導(dǎo)通后，VQ1柵源電壓才從零開始上升，從上述計(jì)算數(shù)據(jù)可見，t2_VQ3-t1_VQ3≈t1_VQ1?？芍?，VQ3柵源電壓上升到Ugp后，VQ1柵源電壓還未上升到Uth，VQ3柵源極電壓上升到Ugp后，VQ3幾乎完全導(dǎo)通，C1兩端電壓幾乎全加在VQ1的柵源極兩端，使VQ3兩端電壓接近零，故VQ3開通過程消耗的能量主要集中在t1～t2這段時(shí)間內(nèi)。為簡化計(jì)算，可求取最大能量損耗，假設(shè)在t1～t2時(shí)段內(nèi)，VQ1柵源兩端電壓Ugs_VQ1為零，那么VQ3開通過程消耗的能量為：
   
    從t1～t2這段時(shí)間內(nèi)，查表可得在漏源電壓為25V測試條件下，由于VQ3跨導(dǎo)為：
   
    由式(4)變形得Ids=11Ugs-33，則VQ3漏源極導(dǎo)通電阻R=25／(11Ugs-33)，而Ugs可寫成時(shí)間函數(shù)：
   
    故傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電路比此處提出的驅(qū)動(dòng)電路多消耗的能量△P=P1-(P2_1+P2_2)=5．067 08 W，故新Buck驅(qū)動(dòng)電路比傳統(tǒng)Buck驅(qū)動(dòng)電路提高的效率η1=△P／(IU2)=7．239％，可見對于中小功率的Buck電路，這里提出的MOSFET驅(qū)動(dòng)電路極大地提高了能量轉(zhuǎn)換效率。[!--empirenews.page--]

4 新MPPT算法硬件實(shí)現(xiàn)
    這里選擇的硬件主電路是Buck電路，控制芯片采用PIC16F877A，A／D模塊及PWM模塊是PIC16F877A內(nèi)部集成的。為了降低成本，電流檢測模塊選用高邊電流檢測芯片MAX4072搭建。主MOSFET采用L2203N。驅(qū)動(dòng)電路是利用IR2110芯片搭建的高邊NMOSFET單管驅(qū)動(dòng)電路。整個(gè)系統(tǒng)的原理圖如圖7所示。

    硬件電路工作的基本原理是將電流、電壓信號經(jīng)單片機(jī)PIC16F877A自帶的A／D模塊轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的數(shù)字信號，經(jīng)過相應(yīng)的程序處理后，計(jì)算出PWM波的占空比，經(jīng)單片機(jī)自帶的PWM模塊輸出控制MOSFET的PWM信號，實(shí)現(xiàn)控制Buck電路前端的電壓從而實(shí)現(xiàn)MPPT算法。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    ①加MPPT控制器組建的光伏系統(tǒng)，如圖8a所示，開始運(yùn)行調(diào)試器后，用示波器測試光伏電池陣列兩端電壓波形，即得MPPT控制器跟蹤光伏陣列輸出電壓曲線，如圖9所示：②測量在光伏電池與蓄電池之間加入這里的太陽能控制器后組成的光伏系統(tǒng)見圖8a，蓄電池端充電功率P和不加控制器的光伏系統(tǒng)，即直接將光伏電池與蓄電池組成的光伏系統(tǒng)，見圖8b，設(shè)給蓄電池充電的功率為P’，比較加入控制器后蓄電池充電功率的提升效率：
   

    加入MPPT控制器后，蓄電池充電電流明顯增加，與不加MPPT控制器相比，提升效率η2大致在8．8％。此外，與第3節(jié)中的η1=7．239％比較，進(jìn)一步證明了新提出的MOSFET驅(qū)動(dòng)的必要性，若未使用新MOSFET驅(qū)動(dòng)，實(shí)際充電提升效率η2’=η2-η1=8．8％-7．239％=1．561％，顯然通過MPPT控制而獲得的增加的能量基本使MOSFET驅(qū)動(dòng)部分消耗殆盡。目前市場上光伏電池單價(jià)為14元／W，而MPPT控制器的制造成本在100元以下，以η2=8．8％計(jì)算，對于100 W的光伏電池，其提升能量為8．8 W，由此可得該MPPT控制器的單位提升功率造價(jià)為11．36元／W，這顯然低于光伏電池單價(jià)。故這里設(shè)計(jì)的MPPT控制器從實(shí)際運(yùn)用出發(fā)，解決了控制器最低性價(jià)比問題。

6 結(jié)論
    這里提出的新光伏MPPT控制算法很好地解決了其他MPPT算法跟蹤振蕩的問題，與此同時(shí)，提出了一種適用于中小功率變換器的高效MOSF ET驅(qū)動(dòng)電路。在實(shí)現(xiàn)既定控制性能指標(biāo)的同時(shí)，這里從實(shí)用性方面分析了該控制器可行性。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可見，所設(shè)計(jì)的控制器滿足了實(shí)際應(yīng)用的性價(jià)比要求。